摘 要： 比較了在無線多徑" title="多徑">多徑信道" title="多徑信道">多徑信道" title="多徑信道">多徑信道" title="多徑信道">多徑信道" title="多徑信道">多徑信道" title="多徑信道">多徑信道" title="多徑信道">多徑信道" title="多徑信道">多徑信道" title="多徑信道">多徑信道" title="多徑信道">多徑信道" title="多徑信道">多徑信道" title="多徑信道">多徑信道" title="多徑信道">多徑信道" title="多徑信道">多徑信道" title="多徑信道">多徑信道" title="多徑信道">多徑信道" title="多徑信道">多徑信道" title="多徑信道">多徑信道" title="多徑信道">多徑信道" title="多徑信道">多徑信道" title="多徑信道">多徑信道" title="多徑信道">多徑信道" title="多徑信道">多徑信道" title="多徑信道">多徑信道" title="多徑信道">多徑信道" title="多徑信道">多徑信道" title="多徑信道">多徑信道" title="多徑信道">多徑信道" title="多徑信道">多徑信道" title="多徑信道">多徑信道" title="多徑信道">多徑信道" title="多徑信道">多徑信道" title="多徑信道">多徑信道" title="多徑信道">多徑信道" title="多徑信道">多徑信道" title="多徑信道">多徑信道" title="多徑信道">多徑信道" title="多徑信道">多徑信道" title="多徑信道">多徑信道" title="多徑信道">多徑信道" title="多徑信道">多徑信道" title="多徑信道">多徑信道" title="多徑信道">多徑信道" title="多徑信道">多徑信道" title="多徑信道">多徑信道" title="多徑信道">多徑信道" title="多徑信道">多徑信道" title="多徑信道">多徑信道" title="多徑信道">多徑信道" title="多徑信道">多徑信道" title="多徑信道">多徑信道" title="多徑信道">多徑信道" 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關(guān)鍵詞： 濾波多音(FMT) 多徑信道 誤碼率 可達(dá)比特率
移動(dòng)通信的發(fā)展要解決的重要問題是高數(shù)據(jù)傳輸速率" title="傳輸速率">傳輸速率、高頻譜資源利用率和功率利用率。在無線多徑衰落環(huán)境下進(jìn)行高速率的數(shù)據(jù)傳輸，容易造成符號(hào)周期小于信道多徑擴(kuò)展，符號(hào)間干擾(ISI)問題嚴(yán)重。多載波技術(shù)是將信道的頻帶劃分為若干條子信道，信息在每條子信道上并行傳輸。采用并行傳輸，將使每個(gè)子信道內(nèi)符號(hào)周期增加，并大于信道的記憶長度或信道多徑擴(kuò)展，這樣，系統(tǒng)就可以有效地克服信道造成的ISI, 達(dá)到更高的數(shù)據(jù)傳輸速率。
根據(jù)劃分信道的頻譜重疊情況，可以將多載波技術(shù)分為兩類。一類是以正交頻分復(fù)用(OFDM)或離散多音(DMT)為代表的各子信道頻譜重疊方式。OFDM技術(shù)已經(jīng)被多個(gè)標(biāo)準(zhǔn)(IEEE802.11a、HIPERRLAN/2、DAB等)所采用，是無線通信中的研究熱點(diǎn)，也是相對(duì)成熟的技術(shù)。另一類多載波技術(shù)是以濾波多音(FMT)調(diào)制技術(shù)為代表的子信道頻譜不重疊方式。FMT技術(shù)在1999年首先由Giovanni Chenrubin 等人提出，用于高速數(shù)字用戶環(huán)路(VDSL)的接入。該技術(shù)可以有效地避免近端串?dāng)_(NEXT)、回聲(ECHO)和窄帶射頻干擾等問題[1]，因此成為VDSL的物理層標(biāo)準(zhǔn)[2]。
FMT技術(shù)不局限于VDSL, 也可以用于無線信道[3]。但是到目前為止，在無線信道下FMT技術(shù)的性能研究很少。本文研究了FMT技術(shù)在無線多徑信道中的信息誤碼率和可達(dá)比特率性能，分析了多徑信道對(duì)FMT系統(tǒng)性能的影響。
1 FMT調(diào)制系統(tǒng)模型
濾波多音(FMT)調(diào)制是通過濾波器組將整個(gè)信道劃分為頻帶有限且互不重疊的子信道，用多個(gè)子載波在這些子信道上并行傳輸信息。
如圖1所示，F(xiàn)MT發(fā)射端首先將符號(hào)周期為T的調(diào)制碼元Am(nT)經(jīng)過采樣因子為K的插值(圖1中用↑K表示)，再經(jīng)過原型濾波器H(f)帶限，用一組頻率間隔相等的子載波調(diào)制到不同的子信道中，調(diào)制信號(hào)疊加以K/T的傳輸速率傳輸串行數(shù)據(jù)。在接收端，對(duì)應(yīng)子載波解調(diào)出調(diào)制信號(hào)，通過原型濾波器的匹配濾波器H*(f)后，以采樣因子L進(jìn)行抽取(圖1中用↓L表示)，得到符號(hào)周期為LT/K的接收碼元。通常抽取因子L取值為K，得到符號(hào)周期為T的接收碼元。
當(dāng)采樣因子K與信道個(gè)數(shù)M相等時(shí)，系統(tǒng)為嚴(yán)格采樣；當(dāng)K＞M時(shí)，系統(tǒng)為非嚴(yán)格采樣。由圖1(b)可以看出，當(dāng)K＞M，即系統(tǒng)為非嚴(yán)格采樣時(shí)，發(fā)送信號(hào)的頻譜相對(duì)于嚴(yán)格采樣時(shí)有所展寬，但這樣可以降低對(duì)原型濾波器的性能要求和實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度。因此，在實(shí)現(xiàn)過程中可以考慮非嚴(yán)格采樣以實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)性能和復(fù)雜度的折衷。
發(fā)送端輸出信號(hào)x(kT/K)可以表示為[1] :
記
明顯地，ai(nT)是Am(nT)的逆離散傅立葉變換(IFFT)，而(4)式中的
是原型濾波器H(f)的一個(gè)多相" title="多相">多相分量。
假設(shè)信道理想，則接收端第i條路徑解調(diào)輸出信號(hào)為：
是原型濾波器的匹配濾波器H*(f)的一個(gè)多相分量。所以，F(xiàn)MT系統(tǒng)可以用IDFT/DFT與原型濾波器多相分量結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)。當(dāng)采用嚴(yán)格抽樣時(shí)，系統(tǒng)的IDFT/DFT+原型濾波器多相分量的有效實(shí)現(xiàn)框圖如圖2所示。
僅從FMT頻譜圖看，除了相鄰子信道間沒有保護(hù)間隔外，它與單載波頻分復(fù)用(FDD)系統(tǒng)的頻譜十分相似。但FMT與單載波頻分復(fù)用最大的區(qū)別是：信息碼元通過串/并變換在子信道上并行傳輸，增大了碼元周期。通過保證子信道的符號(hào)周期大于信道的記憶長度，F(xiàn)MT系統(tǒng)比普通單載波頻分復(fù)用技術(shù)支持更高的數(shù)據(jù)傳輸速率。
由于低通原型濾波器有很好的頻譜限制，使得相鄰子載波并不重疊，因此與其他噪聲相比，可以忽略碼間干擾(ICI)的影響。為了達(dá)到各子信道頻譜嚴(yán)格帶限，原型濾波器必須放松理想重構(gòu)條件的要求。由此需要在系統(tǒng)接收端加入有效均衡以消除原型濾波器和信道引入的ISI。
2 多徑信道模型
信號(hào)在無線信道中傳播，接收信號(hào)不僅是通過單一直射路徑得到，還包括不同路徑到達(dá)的反射、衍射和散射信號(hào)，這種現(xiàn)象稱為多徑傳播。來自不同路徑的接收信號(hào)有不同程度的幅度衰減、相位偏移和時(shí)延。這些信號(hào)到達(dá)接收機(jī)，同相疊加則幅度增強(qiáng)，反相疊加則幅度減小，產(chǎn)生多徑衰落，接收信號(hào)失真。
多徑信道模型應(yīng)當(dāng)能夠表示出這些失真?？梢圆捎镁€性濾波器加高斯白噪聲表示多徑信道，如圖3所示。
圖3中，c(τ,t)是等效低通信道的脈沖響應(yīng)。當(dāng)存在大量路徑時(shí)，應(yīng)用中心極限定理，c(τ,t)可以建模為復(fù)高斯隨機(jī)過程。假設(shè)信道是慢衰落，即至少在一個(gè)符號(hào)傳輸間隔內(nèi)信道的脈沖響應(yīng)是平穩(wěn)的，認(rèn)為每個(gè)符號(hào)傳輸間隔內(nèi)信道特性不變。由此，c(τ,t)可以簡化為
其中，α n是第n條路徑接收信號(hào)的衰減因子，τn為第n條路徑的傳播延時(shí)，
則表示第n條路徑引入的相位噪聲。
圖3中，發(fā)送信號(hào)為x(t)，在一個(gè)符號(hào)傳輸間隔內(nèi)，等效低通接收信號(hào)y(t)為:
式中w(t)表示惡化信號(hào)的復(fù)高斯白噪聲過程。
文中采用具有指數(shù)衰減特性的Rayleigh衰落信道模型，因?yàn)镽ayleigh信道是IEEE 802.11 WLAN標(biāo)準(zhǔn)中用于比較調(diào)制方法性能的基帶信道模型[4]。信道的脈沖響應(yīng)是相位服從均勻分布，幅度服從Rayleigh分布，平均功率呈指數(shù)衰減的復(fù)值采樣序列。
3 多徑信道下FMT系統(tǒng)的誤碼率性能和可達(dá)比特率性能
在仿真實(shí)驗(yàn)中，F(xiàn)MT系統(tǒng)模型采用64個(gè)子載波，調(diào)制方式為4PSK，采樣速率為20MHz，信道為具有指數(shù)衰減特性的多徑Rayleigh衰落信道模型。
衡量多徑衰落信道的一個(gè)重要參數(shù)是均方根時(shí)延擴(kuò)展Trms(root mean square delay spread)，Trms可以很好地度量多徑擴(kuò)展性，它表明ISI的嚴(yán)重程度。對(duì)于室內(nèi)和室外近距離信道，Trms的典型值是20ns～300ns[5]。對(duì)于不同的Trms，多徑信道下的FMT系統(tǒng)的誤碼率性能仿真結(jié)果如圖4所示。圖4中AWGN曲線是高斯白噪聲信道下根據(jù)誤碼率公式得到的誤碼率理想曲線[6]?？梢钥闯?，隨著均方根時(shí)延擴(kuò)展的增加誤碼率有所下降，但是誤碼率性能與理想曲線都比較接近(在誤碼率為10－6時(shí)，均方根時(shí)延擴(kuò)展為280ns時(shí)比理想的AWGN信道的信噪比損失約5dB)，可以認(rèn)為FMT系統(tǒng)滿足室內(nèi)及室外近距離環(huán)境下的誤碼率性能要求。
衡量高速數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)性能的另一個(gè)指標(biāo)是可達(dá)比特率(achievable bit rate)?？蛇_(dá)比特率是指所有能夠符合特定比特差錯(cuò)概率的子信道的比特速率和[3]。仿真得到的多徑信道下FMT系統(tǒng)的可達(dá)比特率性能如圖5所示。結(jié)果表明，可達(dá)比特率對(duì)時(shí)延擴(kuò)展的變化不敏感，特別是當(dāng)信噪比大于27dB時(shí)，不同時(shí)延擴(kuò)展下的可達(dá)比特率趨于一致。
本文分析了頻譜不重疊的多載波調(diào)制技術(shù)濾波多音(FMT)系統(tǒng)的構(gòu)成及其高效實(shí)現(xiàn)形式?？紤]到無線多徑信道的信道特性，采用802.11WLAN標(biāo)準(zhǔn)中建議的具有指數(shù)衰減特性的瑞利衰落信道模型，用計(jì)算機(jī)仿真的方法給出了多徑信道對(duì)FMT系統(tǒng)的影響，比較不同時(shí)延擴(kuò)展下的誤碼率性能和可達(dá)比特率性能。結(jié)果表明FMT系統(tǒng)可以應(yīng)用在無線室內(nèi)及室外近距離環(huán)境，并且在大信噪比的情況下，可達(dá)比特率受多徑時(shí)延擴(kuò)展的影響很小。
參考文獻(xiàn)
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