隨著計算機硬件電路的不斷復(fù)雜、超大規(guī)模集成電路的集成度及時鐘速率的不斷提高，計算機系統(tǒng)內(nèi)芯片間傳統(tǒng)的有線連接方式表現(xiàn)出諸多弊端：系統(tǒng)集成度的提高使得印刷電路板(PCB)上的芯片連線數(shù)目龐大、系統(tǒng)內(nèi)多個PCB板間的連接工藝太復(fù)雜；PCB板的開發(fā)費用高、開發(fā)時間長；而且CPU時鐘速率越高，芯片間的連線就越短，PCB板就越擁擠。例如在Intel XP2400高性能嵌入式系統(tǒng)中，PCB超低功率布線多達(dá)18層，制板費已經(jīng)大大超過板上芯片價格的總和?？梢?，芯片間傳統(tǒng)的有線連接方式已成為制約高性能計算機發(fā)展的瓶頸。因此，用無線方式代替大量連接線來實現(xiàn)芯片間通信互聯(lián)的WCAN(Wireless Chip Area Network)技術(shù)便成為一個極具吸引力的解決方案。
1 WCAN的物理層模型
　　WCAN的物理層采用超寬帶(UWB)傳輸技術(shù)。UWB技術(shù)將數(shù)據(jù)直接調(diào)制在高斯" title="高斯">高斯脈沖上，在幾十厘米范圍內(nèi)數(shù)據(jù)吞吐量可以達(dá)到Gbps量級。近年來片上天線技術(shù)的發(fā)展為WCAN無線連接的實現(xiàn)提供了有力支撐。
　　WCAN物理層的任務(wù)是搭建一個物理通道,并在該通道上傳輸來自介質(zhì)訪問控制(MAC)子層的數(shù)據(jù)流。圖1給出了WCAN收、發(fā)信機的物理層模型。

　　為保證物理層傳輸數(shù)據(jù)的高效、可靠，對物理層的設(shè)計目標(biāo)是：一要滿足FCC組織對3.1GHz～10.6GHz的超寬帶功率譜" title="功率譜">功率譜的規(guī)定(見表1)，二要達(dá)到2.5Gbps的數(shù)據(jù)速率，同時在Eb/N0大于15dB的情況下，誤碼率應(yīng)低于10^-7。

2 差分" title="差分">差分編碼
　　物理幀數(shù)據(jù)流進(jìn)入發(fā)信機后首先進(jìn)行差分編碼，避免信道傳輸引起的相位模糊。圖2給出了差分編碼的原理圖。圖3是在System View 4.5仿真平臺上的仿真差分編碼波形。

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　　圖3中第一條曲線是輸入時鐘(頻率為2.5×109Hz)，第二條曲線是差分編碼器的輸入數(shù)據(jù)流，第三條曲線是差分編碼器的輸出序列。從圖3不難發(fā)現(xiàn)，編碼器的輸出序列反映了輸入數(shù)據(jù)流相鄰碼間的變化。
3 UWB脈沖成形
　　UWB脈沖發(fā)生器的作用是產(chǎn)生連續(xù)脈沖流作為數(shù)據(jù)調(diào)制的載波。對脈沖波形的設(shè)計應(yīng)考慮：(1)功率譜應(yīng)滿足FCC規(guī)定的功率限定要求(見表1)，以避免對現(xiàn)有的無線通信或定位系統(tǒng)諸如GPS、無線接入設(shè)備、藍(lán)牙耳機、PDA及其他掌上設(shè)備產(chǎn)生影響；(2)具有類似正弦波的漸變包絡(luò)及固定的振蕩波形，以克服信號失真和多徑畸變；(3)良好的相關(guān)特性，因為在接收機內(nèi)使用了相關(guān)器以降低誤碼率。
　　還應(yīng)考慮的另一個重要問題是時鐘頻率應(yīng)包含在發(fā)送的信號流中，這樣在接收機中可以提取出性能良好的時鐘信號" title="時鐘信號">時鐘信號。

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　　根據(jù)以上要求，筆者選擇了高斯三重微分脈沖。圖4是高斯濾波器的時域響應(yīng)，圖5是圖4高斯波形的三重微分輸出，圖6是滿足FCC規(guī)定的發(fā)射信號的功率譜，圖7是圖5高斯三重微分信號的自相關(guān)曲線。圖8是用來產(chǎn)生所要波形的電路模型，從其輸出可獲得圖6所示的頻譜。
4 數(shù)據(jù)調(diào)制
　　數(shù)據(jù)調(diào)制的目的是將數(shù)據(jù)流加載到某個載波上。本方案以連續(xù)脈沖流(高斯三重微分脈沖)作為載波，其優(yōu)點是使接收機便于從接收信號中提取時鐘信號，并且恢復(fù)的時鐘信號是穩(wěn)定的。
　　數(shù)據(jù)調(diào)制器的電路組成如圖9，被提取的時鐘信號上升沿在選擇器中根據(jù)差分編碼信號的變化輸出相應(yīng)的相位，并控制高斯三重微分脈沖的輸出相位，所輸出的已調(diào)波中包含了差分編碼數(shù)據(jù)流。

　　數(shù)據(jù)調(diào)制器的工作過程如圖10所示。圖10(a)是數(shù)據(jù)時鐘；圖10(b)是差分編碼器的輸出數(shù)據(jù)；圖10(c)是數(shù)據(jù)時鐘的上升沿；圖10(d)是經(jīng)高斯三重微分脈沖成形后輸出的調(diào)制信號。根據(jù)前面分析，最后輸出的已調(diào)波具有圖6所示的功率譜。

5 時鐘恢復(fù)
　　時鐘恢復(fù)是收信機中的一個重要模塊。接收信號的FFT分析結(jié)果如圖11所示，接收信號中直接包含了數(shù)據(jù)時鐘(2.5×10⁹Hz)，對接收信號做整流即可得到預(yù)期的功率譜(見圖12)。

　　顯然，圖12是一個包含時鐘尖銳頻率的功率譜，可用一個低通濾波器提取時鐘分量，濾波后的波形見圖13。然后用鎖相環(huán)(PLL)捕獲濾出的時鐘信號。

6 解調(diào)
　　當(dāng)從接收信號中恢復(fù)出時鐘信號后，便可將接收信號與本地參考脈沖信號做相關(guān)運算進(jìn)行數(shù)據(jù)解調(diào)。時鐘信號上升沿的提取及本地參考脈沖信號產(chǎn)生與發(fā)射機中的方法一樣。而相關(guān)運算則是通過對接收信號與本地參考脈沖信號的相乘并在一個比特的時隙內(nèi)進(jìn)行積分，然后輸出累加結(jié)果，同時對積分器進(jìn)行清空。整個解調(diào)過程在恢復(fù)的時鐘信號控制下進(jìn)行。
　　圖14給出了相關(guān)解調(diào)的仿真結(jié)果。其中第一條曲線是接收信號，第二條曲線是恢復(fù)時鐘的上升沿，第三條曲線是相關(guān)解調(diào)的結(jié)果。另外，為獲得最佳接收性能，可在相關(guān)器之前增加一個延時調(diào)節(jié)單元，以便于本地參考脈沖信號與接收信號同步。

7 差分解碼
　　差分解碼是差分編碼的逆過程。差分解碼的原理圖如圖15，其仿真結(jié)果如圖16。

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　　在圖16中，第一條曲線是差分解碼器的輸入比特流，第二條曲線是差分解碼器的輸出序列，第三條曲線是輸入到發(fā)信機的原始數(shù)據(jù)的比特流。顯然，第二條曲線與第三條曲線基本一致，說明整個系統(tǒng)的工作是良好的。
8 誤碼性能
　　BER(誤碼率)是測量系統(tǒng)性能的重要指標(biāo)。在WCAN中主要有多徑信道和AWGN(加性高斯白噪聲信道)兩種信道模型。由于芯片天線的距離很近(通常只有幾厘米)，而且附近無反射物，所以認(rèn)為多徑影響并不嚴(yán)重。首先考慮AWGN中的誤碼率。

　　數(shù)據(jù)速率：R_b=2.5×10⁹bps=2.5Gbps;
　　信道編碼：差分編碼;
　　調(diào)制方式：二相鍵控調(diào)制(BPSK);
　　脈沖波形：三重微分高斯波形;
　　保護間隔：0;
　　信道噪聲類型：AWGN;
　　System view 4.5 的采樣速率：50GHz

　　由圖18可見，系統(tǒng)性能與參考文獻(xiàn)^[2] P249中所示的性能相差3.3dB。文獻(xiàn)中的性能測試是假定收發(fā)時鐘完全同步，而本文中采用了PLL(鎖相環(huán))，有一定的性能損失。當(dāng)PLL鎖定了輸入信號的相位時，仍然會有一些相位抖動，這種抖動引起了本地脈沖與接收脈沖的失步，從而導(dǎo)致誤碼率BER的損失。
　　下面討論多徑信道對BER性能的影響。多徑信道一般可用式(1)表示。根據(jù)參考文獻(xiàn)^[4]中的圖8，當(dāng)時延小于0.8ns時，相應(yīng)的功率衰減因子具有如式(2)所示的線性模式。圖19給出的是參考文獻(xiàn)^[4]中LOS環(huán)境下多徑信道的模式。

　　
　　這樣便提供了四條路徑。在這種多徑情況下的BER性能見圖20?？梢姸鄰接衷黾恿?.3dB的信噪比損失。通常認(rèn)為UWB技術(shù)是抗多徑的，但當(dāng)數(shù)據(jù)速率很高，達(dá)到幾Gbps后，多徑效應(yīng)會突顯出來。