在無刷直流電機(jī)伺服控制系統(tǒng)中，無位置傳感器的位置檢測(cè)是關(guān)鍵。無位置傳感器具有體積小、精度高、可靠性好、易于維護(hù)等優(yōu)點(diǎn)，在伺服系統(tǒng)中得到廣泛的應(yīng)用。常用的轉(zhuǎn)子位置檢測(cè)法有反電動(dòng)勢(shì)法、磁鏈估計(jì)法、卡爾曼濾波等技術(shù)，比較成熟和常用的是反電動(dòng)勢(shì)檢測(cè)技術(shù)。他是通過測(cè)量三相端電壓，檢測(cè)反電勢(shì)過零點(diǎn)得到轉(zhuǎn)子相位信號(hào)進(jìn)行換相。但是在低速的情況下，由于噪聲的干擾，反電動(dòng)勢(shì)的幅值相對(duì)于噪聲信號(hào)小，不易檢測(cè)出反電動(dòng)勢(shì)，從而引起電機(jī)失步。自適應(yīng)噪聲抵消法是以噪聲干擾信號(hào)為處理對(duì)象，利用噪聲信號(hào)和原始被測(cè)信號(hào)不相關(guān)的特點(diǎn)，自適應(yīng)地調(diào)整濾波器的傳遞特性，將噪聲干擾抑制或者非常大的衰減，提高信號(hào)傳輸中的信噪比。而自適應(yīng)LMS濾波算法計(jì)算簡單，易于實(shí)時(shí)信號(hào)處理，運(yùn)用廣泛。因此本文提出基于自適應(yīng)噪聲抵消技術(shù)的反電動(dòng)勢(shì)檢測(cè)法，以中心點(diǎn)作為干擾信號(hào)，端電壓作為帶干擾信號(hào)的信號(hào)源，利用信號(hào)源和噪聲干擾不相關(guān)的特性，提煉出反電動(dòng)勢(shì)而獲得過零點(diǎn)進(jìn)行位置檢測(cè)。

1設(shè)計(jì)原理

1.1 自適應(yīng)噪聲基本原理

      信號(hào)源被傳送到信號(hào)傳感器，會(huì)附加不相關(guān)的噪聲n(k)，合并的信號(hào)為y(k)=s(k)+n(k)進(jìn)入抵消器。噪聲傳感器的輸出x(k)經(jīng)參數(shù)可調(diào)的數(shù)字濾波器后送入抵消器產(chǎn)生的輸出信號(hào)x(k)，根據(jù)兩噪聲信號(hào)相關(guān)和信號(hào)噪聲獨(dú)立的特性，利用自適應(yīng)算法調(diào)節(jié)數(shù)字濾波器的參數(shù)，使得輸出信號(hào)z(k)逼近信號(hào)源迭加的噪聲n(k)，這樣抵消器的輸出信號(hào)e(k)逼近被測(cè)信號(hào)s(k)。如圖1所示。

1.2 自適應(yīng)濾波算法

      自適應(yīng)濾波采用的最優(yōu)準(zhǔn)則有最小均方誤差準(zhǔn)則、最小二乘準(zhǔn)則、最大信噪比準(zhǔn)則、最大似然準(zhǔn)則、統(tǒng)計(jì)檢測(cè)準(zhǔn)則以及一些改進(jìn)的最優(yōu)準(zhǔn)則。這里可以采用最小均方差誤差準(zhǔn)則。

      LMS算法是用瞬時(shí)功率梯度代替均方誤差梯度矢量的方法，即：

      迭代算法步驟如下：

      (1)初始化，選定初始權(quán)值ω(k)。
      (2)計(jì)算k時(shí)刻濾波器的輸出為z(k)=ωT(k)x(k)。
      (3)抵消器誤差輸出e(n)e(k)=y(k)-z(k)。
      (4)下一時(shí)刻權(quán)向量更新為w(k+1)=ω(k)+2μe(k)x(k)。
      (5)k=k+1，跳轉(zhuǎn)到步驟(2)，重復(fù)迭代，直到算法收斂。

      算法穩(wěn)定性取決于兩個(gè)因素，自適應(yīng)步長參數(shù)μ和自相關(guān)矩陣R。算法收斂件是0<μ<1／λmax，λmax是相關(guān)矩陣R的最大特征值，權(quán)值向量趨近最佳維納解。μ的取值和濾波器的階數(shù)成反比，根據(jù)濾波器的階數(shù)取不同的步長，可以保證較好的處理結(jié)果。另一個(gè)指標(biāo)參數(shù)Ψ衡量穩(wěn)態(tài)失調(diào)量，定義為平均超調(diào)均方誤差和最小均方誤差之比。失調(diào)近似表示為 ，Ψ和μ成正比。當(dāng)濾波器階數(shù)一定時(shí)，μ的大小控制著算法的收斂速度和達(dá)到穩(wěn)態(tài)的失調(diào)量的大小。收斂速度和失調(diào)量是一對(duì)矛盾，選用較大的μ，有較快的收斂速度，但是由于大的盧值相應(yīng)的信噪比小，會(huì)導(dǎo)致較大的失調(diào)量；過渡過程出現(xiàn)振蕩，不能收斂。μ取值過小信噪比大，但收斂速度會(huì)很慢，所以取值要折中。

1.3 無刷直流電機(jī)無位置檢測(cè)

      如圖2所示，Vx為某一相對(duì)地端電壓，三相繞組星型連接，Vn為中心點(diǎn)對(duì)地電壓，EX是反電動(dòng)勢(shì)，R，L，IX分別為相電阻、相電感和相電流。繞組等效電路方程為：

      對(duì)于星型兩相導(dǎo)通，三相電流之和等于0，導(dǎo)通兩相反電動(dòng)勢(shì)大小相等，方向相反，在未導(dǎo)通相反電勢(shì)過零瞬間，將三個(gè)方程相加得到：

    
      由上式可以很容易檢測(cè)到反電勢(shì)過零點(diǎn)，移相30°即可得到換相點(diǎn)。低速時(shí)反電勢(shì)淹沒在噪聲信號(hào)中不易檢測(cè)。運(yùn)用噪聲抵消技術(shù)，將中心點(diǎn)Vn作為噪聲源，端電壓Vk為信號(hào)源，經(jīng)自適應(yīng)濾波器處理后，噪聲輸出在幅值和相位上逼近Vn，和VK相減輸出反電勢(shì)。
    

2 計(jì)算機(jī)仿真分析及性能分析

      運(yùn)用Matlab對(duì)自適應(yīng)濾波器進(jìn)行模擬仿真，可以很容易地觀察波形，為此筆者編制相應(yīng)程序，得到輸入信號(hào)源波形曲線、權(quán)矢量迭代曲線和輸出誤差波形曲線。

      這里信號(hào)源采用正弦波混合高斯白噪聲，正弦波信號(hào)s=sin*(0.05*n)，干擾噪聲r(shí)andn(1，2^10)呈(0，1)正態(tài)分布，橫坐標(biāo)迭代1 024個(gè)數(shù)據(jù)點(diǎn)，步長參數(shù)μ取0.001，F(xiàn)IR階數(shù)取10，可以完全模擬無刷直流電的端電壓和中心點(diǎn)電壓信號(hào)。

      從仿真結(jié)果看出，在第一幅仿真曲線表示的原始信號(hào)中，正弦信號(hào)完全掩蓋在噪聲信號(hào)中，很難用通用的濾波方法提取出來。采用LMS的自適應(yīng)FIR濾波方法后，在第二幅曲線圖中，可以得到噪聲抵消后有用的正弦信號(hào)波形曲線。輸出e(n)經(jīng)過一段時(shí)間振蕩幅值逐漸減小，接近期望正弦信號(hào)。第三幅權(quán)矢量變化圖中，隨著e(n)收斂，W逐漸趨向最佳濾波系數(shù)W0。

3 自適應(yīng)濾波器的DSP" rel="http://www.eeworld.com.cn/my/keyad/ti.html" target="_blank">DSP實(shí)現(xiàn)

      TMS230LF240X系列芯片是TI公司生產(chǎn)的24X系列定點(diǎn)DSP產(chǎn)品，具有處理性能好，外設(shè)集成度高、程序存儲(chǔ)量大、A／D轉(zhuǎn)換速度快、I／O口資源豐富等優(yōu)點(diǎn)，性能優(yōu)越、功耗小、成本低，可以對(duì)電機(jī)進(jìn)行高效實(shí)用的數(shù)字化控制。這里利用DSP的部分模塊完成自適應(yīng)LMS噪聲抵消功能。

3.1 整體框圖

     該芯片ADC采樣通道數(shù)最多可以是16個(gè)轉(zhuǎn)換通道，因此可以采樣三相端電壓和中心點(diǎn)電壓四路模擬量。從圖4看出，參考輸入有兩個(gè)主通道，分別接電機(jī)非導(dǎo)通端電壓信號(hào)端和中心點(diǎn)信號(hào)端，經(jīng)初步低通濾波后送人DSP的A／D模塊，離散成數(shù)字輸入量進(jìn)行信號(hào)處理。轉(zhuǎn)換結(jié)束后，經(jīng)低通濾波器平滑信號(hào)后將轉(zhuǎn)換后的信號(hào)存放在該通道相應(yīng)的寄存器中。