0 引言

　　近年來，同步BUCK型開關(guān)電源因高效率、低功耗的優(yōu)勢(shì)被廣泛用作各種電子設(shè)備的電源，其采用同步整流MOSFET代替?zhèn)鹘y(tǒng)的續(xù)流二極管，是目前比較常用的一類開關(guān)電源拓?fù)?。同?a class="innerlink" href="http://ihrv.cn/tags/BUCK變換器" title="BUCK變換器" target="_blank">BUCK變換器在滿負(fù)載情況時(shí)工作于連續(xù)電流模式（CCM）；但在輕負(fù)載情況下，當(dāng)負(fù)載電流降低至低于電感電流時(shí)，會(huì)出現(xiàn)電感電流倒灌現(xiàn)象，此時(shí)變換器需要工作在非連續(xù)電流模式（DCM）下以降低損耗。通常，同步變換器實(shí)現(xiàn)DCM模式是比較困難的，尤其是在高頻應(yīng)用中，這時(shí)往往需要一個(gè)高速、高精度的電感電流過零檢測(cè)電路[1-3]，在輕載時(shí)能及時(shí)關(guān)斷同步續(xù)流管，降低變換器輕載模式下功耗。

　　本文提出了一種低功耗同步BUCK芯片的過零檢測(cè)電路，采用雙電壓門限技術(shù)及門限溫度補(bǔ)償電路，有效限制了電感電流的倒灌。詳細(xì)介紹了同步BUCK變換器DCM工作模式及過零檢測(cè)機(jī)制，通過仿真驗(yàn)證了該過零檢測(cè)電路工作性能良好。

1 同步BUCK變換器DCM工作模式及過零檢測(cè)機(jī)制

　　1.1 同步BUCK變換器DCM工作模式

　　同步BUCK型變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，其采用同步整流MOSFET代替?zhèn)鹘y(tǒng)異步變換器的續(xù)流二極管，從而極大提高電源轉(zhuǎn)換效率。其中，M1為高端開關(guān)管，M2為同步整流MOSFET，Driver信號(hào)是帶有死區(qū)時(shí)間控制的脈寬調(diào)制方波，驅(qū)動(dòng)M1及M2的導(dǎo)通和關(guān)斷。L為儲(chǔ)能電感，R為負(fù)載電阻，C為輸出端電容。當(dāng)Driver驅(qū)動(dòng)信號(hào)為高電平時(shí)開關(guān)管M1導(dǎo)通，輸入電壓對(duì)電感L充電；當(dāng)Driver信號(hào)為低電平時(shí)續(xù)流管M2導(dǎo)通，電感放電到負(fù)載R。

　　假設(shè)圖1中的開關(guān)管M1、續(xù)流管M2的導(dǎo)通阻抗分別為RON1、RON2，則在開關(guān)管M1導(dǎo)通時(shí)SW端的電壓VSW1可表示為：

　　VSW1=VIN-IL·RON1(1)

　　同步續(xù)流管M2導(dǎo)通時(shí)SW端的電壓：

　　VSW2=0-IL·RON2(2)

　　假設(shè)RON1、RON2為定值，根據(jù)式(1)、式(2)可知，SW端的電壓變化量與電感電流的變化量成線性比例關(guān)系，因此可以利用SW端電壓作為電感電流的采樣信號(hào)[4，5]。

　　輕載情況下，同步BUCK變換器通常工作于兩種模式：強(qiáng)迫連續(xù)導(dǎo)通模式(FCCM)或非連續(xù)導(dǎo)通模式(DCM)，圖2(a)、圖2(b)所示分別為FCCM和DCM模式下的電感電流波形。可以看出，F(xiàn)CCM模式中每個(gè)周期電感電流都回到零并有反向電流流通時(shí)間，而DCM模式下電流回到零后沒有反向電流流過，保持零電流至周期結(jié)束。

　　1.2 同步BUCK變換器過零檢測(cè)機(jī)制

　　圖3所示為本文提出的同步BUCK變換器過零檢測(cè)電路原理圖。文中的過零檢測(cè)電路包括三部分：過零檢測(cè)使能電路、邊沿隱匿電路和負(fù)閾值電壓比較器。過零檢測(cè)電路使能信號(hào)如圖3中ZC_en信號(hào)所示，當(dāng)變換器高端開關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號(hào)HS_dr為高電平，通過使能電路反相作用，使能信號(hào)ZC_en為低電平，整個(gè)過零檢測(cè)電路關(guān)斷；當(dāng)HS_dr為低電平，ZC_en拉高，從而使能過零檢測(cè)電路開始工作。通過該使能電路，只有在高端管關(guān)閉，低端續(xù)流管開啟階段，電感電流可能會(huì)出現(xiàn)倒灌現(xiàn)象時(shí)，過零檢測(cè)電路才啟動(dòng)工作，從而極大降低了系統(tǒng)的功耗[6]。邊沿隱匿電路如圖3中虛線框中所示，能有效屏蔽低端續(xù)流管導(dǎo)通瞬間SW端電位擾動(dòng)對(duì)過零檢測(cè)電路造成的誤觸發(fā)。負(fù)閾值電壓比較器如圖3中ZC比較器所示，由1.1中分析可知，電感電流降低到零時(shí)，VSW也降為零，但由于變換器內(nèi)部的邏輯延遲、線延遲和一些寄生參數(shù)的影響，致使VSW=0時(shí)，控制電路不能及時(shí)關(guān)斷同步續(xù)流管，仍會(huì)導(dǎo)致電感電流的倒灌。因此實(shí)際應(yīng)用中，通常選取略低于0 V的SW電壓作為過零比較器的翻轉(zhuǎn)門限。負(fù)電壓閾值比較器檢測(cè)SW端電壓，一旦SW電位達(dá)到負(fù)電壓閾值，比較器輸出保護(hù)信號(hào)，系統(tǒng)將關(guān)斷低端續(xù)流管，防止電感電流倒灌[7]。

2 過零檢測(cè)電路的設(shè)計(jì)

　　過零檢測(cè)電路主要包含兩部分：雙門限電壓采集電路和負(fù)閾值電壓比較器電路，分別如圖4、圖5所示。雙門限電壓采集電路實(shí)現(xiàn)對(duì)VSW和PGND的電壓采樣，采樣結(jié)果提供負(fù)閾值電壓比較器進(jìn)行比較；負(fù)閾值電壓比較器比較IN+與IN-，比較結(jié)果VOUT通過Driver模塊控制低端整流管的導(dǎo)通或關(guān)斷。

　　2.1 雙門限電壓采集電路

　　圖4所示為雙門限電壓采集電路，當(dāng)Ctr1電平為高、Ctr2為低時(shí)，MN1導(dǎo)通，MN2截止，VSW0≈VSW；當(dāng)Ctr1電平為低、Ctr2為高時(shí)，MN1截止，MN2導(dǎo)通，VSW0≈R2/(R1+R2)×VSW，從而實(shí)現(xiàn)對(duì)VSW雙門限采集。

　　2.2 負(fù)閾值電壓比較器電路

　　圖5所示為負(fù)閾值電壓比較器實(shí)際電路，比較器采用兩級(jí)放大電路，分別為第二級(jí)NPN放大電路和第三級(jí)NMOS放大電路，其中第二級(jí)為電阻負(fù)載的NPN放大電路，以保證寬帶寬和低延時(shí)；第三級(jí)為CMOS放大電路，以提高增益，同時(shí)對(duì)波形進(jìn)行整形；最后一級(jí)為輸出級(jí)，將比較輸出電壓轉(zhuǎn)化成全擺幅信號(hào)。第一級(jí)采用PNP跟隨電路，將兩個(gè)輸入信號(hào)抬高以達(dá)到第二級(jí)NPN放大電路的共模輸入電平下限值。

　　BJT放大電路與CMOS電路相比轉(zhuǎn)換速度更快，也具有更好的帶寬，因此第二級(jí)采用NPN放大電路。但BJT在集電極電流相對(duì)穩(wěn)定時(shí)受溫度變化影響較大，故需要正溫度系數(shù)電流，以穩(wěn)定NPN差分對(duì)的增益[8]。前兩級(jí)電流源I1為帶隙基準(zhǔn)源提供的正溫度系數(shù)電流，后兩級(jí)電流源I2為負(fù)溫度系數(shù)電流，以降低增益和延時(shí)的溫度特性。

　　圖5中電流源I1可以表示為(其中K、N、R均為常值)：

　　由式(5)可以看出，NPN放大級(jí)的增益和溫度無關(guān)，但第三級(jí)和輸出級(jí)是CMOS電路，受溫度影響較小。

3 仿真結(jié)果及分析

　　將上述過零檢測(cè)電路應(yīng)用于一款同步BUCK電源芯片中，基于0.25 ?滋m BCD工藝設(shè)計(jì)，利用HSPICE進(jìn)行仿真。輸入電壓4.5 V～18 V，開關(guān)頻率700 kHz，儲(chǔ)能電感1.5 ?滋H，輸出電容44 ?滋F，RON1=100 m，RON2=70 m。

　　圖6所示為負(fù)閾值電壓比較器直流仿真結(jié)果。當(dāng)PGND設(shè)置為0時(shí)，比較器的負(fù)閾值門限約為-12 mV，其閾值門限失調(diào)容差約為0.1 mV。當(dāng)溫度從-40 ℃變化到120 ℃時(shí)，其負(fù)閾值門限容差約為0.2 mV，閾值電壓容差極小。溫度仿真結(jié)果顯示，當(dāng)圖5中所示I1、I2分別為正溫度系數(shù)和負(fù)溫度系數(shù)電流源時(shí)，MP4的柵極電壓Vg1溫度系數(shù)接近于零，MP5的柵極電壓Vg2變化容差約為54 mV，比較器性能穩(wěn)定。

　　圖7和圖8所示分別為一款同步BUCK電源芯片加載和去除論文中過零檢測(cè)電路后輕載時(shí)仿真結(jié)果?？梢钥闯觯寒?dāng)系統(tǒng)中加載了過零檢測(cè)電路時(shí)，電感電流每個(gè)開關(guān)周期都要回到零，且保持零直到周期結(jié)束，開始另一個(gè)充放電周期，沒有反向電流出現(xiàn)，故系統(tǒng)工作于DCM模式；當(dāng)系統(tǒng)中沒有過零檢測(cè)電路時(shí)，電感電流每個(gè)開關(guān)周期都有一段反向電流，故系統(tǒng)工作于FCCM模式。論文提出的過零檢測(cè)電路能在系統(tǒng)輕載時(shí)及時(shí)關(guān)斷低端續(xù)流管，極大降低了功耗，達(dá)到設(shè)計(jì)要求。

4 結(jié)論

　　本文設(shè)計(jì)了一種低功耗同步BUCK芯片的過零檢測(cè)電路，該電路采用兩個(gè)不同電壓門限采集技術(shù)，并對(duì)門限進(jìn)行溫度補(bǔ)償，有效限制了電感電流的倒灌；同時(shí)設(shè)計(jì)了邊沿隱匿電路，避免電路切換時(shí)引起的誤觸發(fā)。該過零檢測(cè)電路已應(yīng)用于一款同步BUCK電源芯片中，基于0.25 ?滋m BCD工藝進(jìn)行設(shè)計(jì)及仿真驗(yàn)證，當(dāng)系統(tǒng)溫度在-40～120 ℃變化時(shí)，負(fù)閾值電壓門限容差為0.2 mV，實(shí)現(xiàn)高精度的過零檢測(cè)，且靜態(tài)功耗極低。

參考文獻(xiàn)

　　[1] LEE H，RYU S R.An efficiency-enhanced DCM buck reg-ulator with improved switching timing of power transistors[J].Circuits & Systems II Express Briefs IEEE Transactions on，2010，57(3)：238-242.

　　[2] GAO Y，WANG S，LI H，et al.A novel zero-current-detector for DCM operation in synchronous converter[C].Industrial Electronics(ISIE)，2012 IEEE International Symposium on.IEEE，2012：99-104.

　　[3] 嚴(yán)爾梅，韋遠(yuǎn)武，虢韜，等.一種適用于同步整流開關(guān)電源的過零檢測(cè)電路[J].電子技術(shù)應(yīng)用，2013(8)：47-49，53.

　　[4] 王輝，王松林，來新泉，等.同步整流降壓型DC-DC過零檢測(cè)電路的設(shè)計(jì)[J].固體電子學(xué)研究與進(jìn)展，2010(2)：276-280.

　　[5] 孫毛毛，馮全源.同步整流器電流控制比較器的研究與設(shè)計(jì)[J].微計(jì)算機(jī)信息，2007（26）：295-296，65.

　　[6] DO X D，HAN S K，LEE S G.Low power consumption for detecting current zero of synchronous DC-DC buck con-verter[J].Isocc Conference，2012：487-490.

　　[7] 鄒雪城，王瀟，劉三清，等.一款新穎的適用于Buck型芯片的反轉(zhuǎn)保護(hù)電路[J].計(jì)算機(jī)與數(shù)字工程，2007（10）：163-165，192.

　　[8] 畢查德·拉扎維.模擬CMOS集成電路設(shè)計(jì)[M].西安：西安交通大學(xué)出版社，2003：15-16.