0 引言

    射頻功率放大器模組作為手機、平板等手持移動終端的關(guān)鍵零組件和主要耗能部件不能一直處于最大發(fā)射功率狀態(tài)。為滿足特定的通信標準并延長電池的續(xù)航時間，高效的功率控制對于射頻功放模組尤為重要。不同于傳統(tǒng)的GSM飽和功放，WCDMA手機功放采用線性功放設(shè)計，要求功放的增益恒定，其發(fā)射功率由輸入信號的功率來調(diào)節(jié)。因此，WCDMA手機功放模組內(nèi)部需要控制器模塊為功放提供穩(wěn)定的偏置，從而保證功放在不同的工作環(huán)境、不同的工作狀態(tài)下保持功率增益幾乎不變。

    區(qū)別于當(dāng)前比較前沿的CMOS全集成方案（如應(yīng)用于WLAN的射頻功放^[1]和高通的RF360射頻前端解決方案等），本設(shè)計所屬的功放模組采用的是業(yè)界成熟的GaAs HBT功放+CMOS控制器+多層基板和SMT元件的系統(tǒng)級封裝（SiP）解決方案。

1 功放控制器的電路實現(xiàn)

    所設(shè)計的功放控制器由邏輯模塊（Logic）、ESD保護電路、帶隙基準源（BGR）和低壓差線性穩(wěn)壓器（LDO）組成，如圖1所示。

    其中邏輯模塊將邏輯輸入信號轉(zhuǎn)換為內(nèi)部模塊的控制信號，并為射頻開關(guān)提供邏輯輸入；ESD保護電路用于提高CMOS控制器的可靠性；帶隙基準源為低壓差線性穩(wěn)壓器提供電壓基準和電流偏置；低壓差線性穩(wěn)壓器（LDO）為功放提供合適的偏置。

1.1 低壓差線性穩(wěn)壓器（LDO）

    CMOS控制器有多個電壓輸出端口（對應(yīng)于圖1中的out0~outN），但同時工作的LDO個數(shù)有限且電路結(jié)構(gòu)相同，本設(shè)計采用了復(fù)用誤差放大器（EA）和補償電容的方案，如圖2所示。該方案一方面減小了芯片尺寸（節(jié)省了誤差放大器和補償電容），另一方面又保留了每路輸出電壓的相對獨立性。

    為了減小由偏置電路引入的記憶效應(yīng)，要求LDO輸出電壓具有較高的紋波抑制比（PSRR），本設(shè)計采用折疊共源共柵結(jié)構(gòu)的誤差放大器，如圖3所示。其中輸入inp為圖2的同相輸入端，輸入inn為圖2的反相輸入端， Iref由帶隙基準提供。LDO輸出電壓的PSRR由以下三部分組成：第一部分由基準電壓Vref經(jīng)過有限帶寬的放大器引入；第二部分從誤差放大器（即折疊共源共柵放大器）引入，可忽略不計^[2]；第三部分由功率MOS管引入，可通過并聯(lián)反饋模型（Shunt-Feedback Model）來分析^[2]。

    圖2中運放的補償電容接到誤差放大器的C_C端，消除了誤差放大器到功率MOS管的前饋路徑，不但消除了右平面零點，還增大了誤差放大器的第二極點，從而減小了補償電容值。LDO的第一極點是誤差放大器的主極點，第二極點是輸出極點。

    功放控制器的模式切換時間會影響到用戶體驗，它主要由LDO的使能時間決定，可通過增大差分輸入對的尾電流（即M2的源漏電流）來減小，這樣誤差放大器對補償電容和功率管寄生電容充電會更快，缺點是增加了靜態(tài)功耗。同時流過M11(M15)的電流也要相應(yīng)增加，通常設(shè)定流過M11(M15)的電流為流過M3(M4)的電流的1.2~1.5倍^[3]。為了減小共源共柵電流鏡的失配， M11(M15)和M10(M14)的過驅(qū)動電壓應(yīng)分別采用電流匹配和電壓匹配的原則設(shè)計^[4]。為了盡可能減小功率管的靜態(tài)電流(可降低靜態(tài)功耗)，同時兼顧環(huán)路增益和電流匹配兩個指標，本設(shè)計中M8(M12)的過驅(qū)動電壓為150 mV左右，M9(M13)的過驅(qū)動電壓為100 mV左右。

    LDO的電壓誤差直接影響功放的增益誤差，假設(shè)帶隙基準誤差、誤差放大器輸入失調(diào)電壓和采樣電阻失配對LDO的影響統(tǒng)計獨立，則LDO的電壓誤差可由下式得出：

    其中V_os為誤差放大器的輸入失調(diào)電壓，x為采樣電阻的失配系數(shù)，V_e為帶隙基準的誤差電壓，通常誤差放大器的輸入失調(diào)電壓比帶隙基準的誤差電壓小，可見設(shè)計高精度的電壓基準非常關(guān)鍵。

1.2 帶隙基準源（BGR）

    本設(shè)計需要產(chǎn)生溫度系數(shù)為-400 ppm/℃的基準電壓，所采用的帶隙基準電路如圖4所示，其中M1~M4、R₁~R₃和Q1、Q2組成帶隙基準的核心電路，M5~M13、R₄、R₅和C_C組成兩級運算放大器，MS1~MS5和C_S組成啟動電路，R₀和C₀構(gòu)成RC低通濾波電路以提升LDO的PSRR性能。

    啟動電路的原理是：當(dāng)電路沒有進入正常工作狀態(tài)時，Vref1為低電平，M1和M2的柵極均為高電平，這時流過電流鏡的電流為0，由MS1~MS3組成的有源電阻導(dǎo)通，對電容C_S充電，當(dāng)電容兩端電壓達到MS4的閾值電壓時， MS4導(dǎo)通，把M1~M6、M11和M12的柵極電壓拉低，這樣運算放大器就開始工作，同時三極管Q1和Q2也有電流流過，當(dāng)帶隙基準的輸出電壓建立起來后，MS5管導(dǎo)通，泄放掉電容C_S上的電荷并為有源電阻提供了電流泄放通路，此時MS4截止，電路進入正常工作狀態(tài)。電容C_S的作用是保證電路正常啟動而不振蕩，但是如果選取的電容值過大會延長帶隙基準的建立時間。

    帶隙基準電路有兩個反饋環(huán)路，其中Q1支路接入兩級運放輸入管M7的柵極構(gòu)成正反饋環(huán)路，Q2支路接到輸入管M8的柵極構(gòu)成負反饋環(huán)路，整個環(huán)路總體為負反饋，這樣由運放輸入端“虛短”可得M7和M8的柵極電壓近似相等。記流過三極管Q1的電流為I₁，流過三極管Q2的電流為I₂；假設(shè)Q2與Q1的發(fā)射極面積比為m，電流關(guān)系為I₁=nI₂。為保證V_ref1和V_ref2相等，有R₂=nR₁，這樣：

    由上述分析可知，增大三極管Q1與Q2的發(fā)射極電流密度比（增加Q2與Q1的發(fā)射結(jié)面積比或增加Q1和Q2的電流比），不但能減小由運放輸入失調(diào)電壓引入的誤差，還能減小由電流鏡失配引入的誤差。V_ref1中由電流鏡失配引入的誤差會比V_ref2大，但由運放輸入失調(diào)電壓所引入的誤差卻比V_ref2小，具體選擇哪個輸出節(jié)點可通過蒙特卡羅分析決定。

2 仿真和測試結(jié)果

    CMOS控制器堆疊在HBT Die上面，如圖5所示，必須適應(yīng)更寬的工作溫度范圍。功放模組的工作溫度為-20 ℃~85 ℃，本設(shè)計中控制器的仿真溫度為-20 ℃~125 ℃。仿真結(jié)果顯示，CMOS控制器在所有PVT下LDO輸出電壓在1 GHz下的PSRR小于-10 dB（如圖6所示），輸出電壓溫度系數(shù)為-424 ppm/℃~-399 ppm/℃，LDO使能時間小于1.5 μs（如圖7所示）。常溫下（27 ℃）1 000點蒙特卡羅仿真得到輸出電壓的均值為2.906 V、標準差為13.6 mV。

    分析三張晶圓的CP（Chip Probe）測試數(shù)據(jù)得到電壓均值為2.894 V，標準差為17 mV，良率為94%。高低溫測試得到電壓溫度系數(shù)為-370 ppm/℃左右，其中三個樣本的溫度系數(shù)測試數(shù)據(jù)如圖8所示。測得ESD保護能力達到HBM>2 kV。

    仿真測試結(jié)果如表1所示。從仿真和測試數(shù)據(jù)的對比中可以猜測：三極管器件模型中V_BE和ΔV_BE的溫度系數(shù)與實際有偏差，導(dǎo)致實測溫度系數(shù)偏大，進而導(dǎo)致蒙特卡羅仿真得出的電壓偏差比實測小(因為ΔVBE偏差比V_BE的大)。

3 結(jié)論

    采用復(fù)用誤差放大器和補償電容的LDO結(jié)構(gòu)設(shè)計出一種應(yīng)用于WCDMA手機功放模組的高性能的功放控制器，既減小了芯片面積又保留了各路電壓的獨立性。電路采用TSMC 0.25μm標準CMOS工藝實現(xiàn)，模式切換時間和PSRR性能均滿足系統(tǒng)指標。輸出電壓偏差小，溫度系數(shù)比較準，CP測試良率為94%。目前功放模組已批量生產(chǎn)。

參考文獻

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