摘  要： 為滿足無(wú)線傳感器網(wǎng)絡(luò)、藍(lán)牙技術(shù)與無(wú)限局域網(wǎng)(WLAN)等領(lǐng)域中無(wú)線收發(fā)系統(tǒng)低功耗、小型一體化、低成本和高可靠性的技術(shù)要求，提出了片上系統(tǒng)(SoC)的設(shè)計(jì)思路，采用在單芯片上設(shè)計(jì)無(wú)線收發(fā)系統(tǒng)，使其最小化和一體化。給出了單芯片無(wú)線電的基本結(jié)構(gòu)及電路實(shí)現(xiàn)的混頻器、低噪音放大器和功率放大器等部分的解決方案。
關(guān)鍵詞： 片上系統(tǒng)；收發(fā)器；單芯片無(wú)線電；低噪聲放大器；功率放大器

　基于片上系統(tǒng)的單芯片無(wú)線電通信系統(tǒng)是將發(fā)射機(jī)、接收器、放大器、電源管理組件以及其他一些基帶邏輯電路綜合成一個(gè)單一芯片的單晶片裝置?，F(xiàn)代深亞微米CMOS技術(shù)的迅猛發(fā)展使得單芯片無(wú)線電的實(shí)現(xiàn)成為可能?；谄舷到y(tǒng)(SoC)的單芯片無(wú)線收發(fā)系統(tǒng)具有體積小、低功耗、低成本等特點(diǎn)，可以很方便地嵌入到非常小的或者是便攜式的電子產(chǎn)品中。同時(shí)，由于所有電路組件都在一塊芯片上，與用PCB板設(shè)計(jì)的電路相比，設(shè)計(jì)的最終產(chǎn)品有更高的可靠性。
1 收發(fā)器的結(jié)構(gòu)組成
　在單芯片無(wú)線電通信中最重要的組成部分是發(fā)射和接收，被稱(chēng)為短收發(fā)。結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單的單芯片無(wú)線電收發(fā)機(jī)的示意圖如圖1所示。圖中，信號(hào)發(fā)射部分將邏輯電路產(chǎn)生的一個(gè)低頻基帶信號(hào)經(jīng)由一個(gè)混頻器調(diào)制到適當(dāng)?shù)念l率(上轉(zhuǎn)換)，然后信號(hào)經(jīng)功率放大器(PAS)增強(qiáng)后由天線發(fā)射出去。

　而對(duì)于接收模塊，當(dāng)天線接收到信號(hào)后，通過(guò)低噪聲放大器(LNAs)，最后被混頻器調(diào)制，這次是降低信號(hào)的頻率，稱(chēng)為下轉(zhuǎn)換。將發(fā)射機(jī)和接收機(jī)雙方結(jié)合在一個(gè)單芯片上，必須有一個(gè)允許天線發(fā)射和接收信號(hào)的開(kāi)關(guān)，并且要在隔離技術(shù)，以確保獨(dú)立的電路不互相干擾[1-2]。
　發(fā)射機(jī)送電信號(hào)經(jīng)天線進(jìn)入大氣層，如果想得到非常高的頻率，如大于1 GHz時(shí)，發(fā)射機(jī)將采用連續(xù)的上變頻來(lái)達(dá)到正確的頻率。但是，如果所需的頻率很低，如在100 MHz以下，那么發(fā)射機(jī)往往用一個(gè)直接轉(zhuǎn)換方法或是單上變頻方法。直接轉(zhuǎn)換又被稱(chēng)為零中頻調(diào)制，之所以采用直接轉(zhuǎn)換，是因?yàn)檫@種方法提供更好的噪聲特性，使發(fā)射機(jī)不再需要大體積的濾波器，否則將占去單芯片過(guò)大的體積。但如果基帶和載波頻率不同量級(jí)，混頻器的設(shè)計(jì)就變得更加困難。所以，當(dāng)芯片是采用調(diào)幅/調(diào)頻無(wú)線電通信時(shí)，應(yīng)該利用直接轉(zhuǎn)換方案；當(dāng)發(fā)射機(jī)被用于GSM或WLAN的解決方案時(shí)，應(yīng)采用連續(xù)的上變頻，以達(dá)到正確的頻率，但增加了系統(tǒng)的復(fù)雜性[3-4]。
1.1 混頻器
　混頻器為一個(gè)調(diào)制信號(hào)頻率的電路，在無(wú)線電應(yīng)用中，混頻器在基帶頻率和載波頻率之間轉(zhuǎn)換電信號(hào)，兩路信號(hào)驅(qū)動(dòng)混頻器，輸出的信號(hào)是兩個(gè)輸入信號(hào)相乘，因此混頻器實(shí)際上是兩個(gè)信號(hào)的乘法電路，當(dāng)通過(guò)混頻器時(shí)，輸入和振蕩器信號(hào)將成倍增加，并且能計(jì)算出來(lái)。線性代數(shù)的一個(gè)簡(jiǎn)單性質(zhì)證明，任何信號(hào)都可以用傅里葉級(jí)數(shù)描述，任何信號(hào)都是不同頻率的正弦曲線的總和。因此每個(gè)信號(hào)可以用正弦曲線表示，這是數(shù)學(xué)三角函數(shù)特性引起的頻率的加和減。例如，輸入V1和V2，并使它們通過(guò)一個(gè)混合器，V1的形式為V1=cos(w1t)，V2的形式為V2=cos(w2t)，對(duì)傅里葉級(jí)數(shù)來(lái)說(shuō)，w1和w2是信號(hào)的頻率，t是時(shí)間變量。
兩個(gè)信號(hào)的乘式為：
　V1×V2=cos(w1t)×cos(w2t)=1/2
　cos(|w1+w2|t)+1/2cos(|w1-w2|t)
　因此，其輸出頻率是由輸入頻率的相加和相減兩個(gè)部分組成。在實(shí)踐中，濾波是用來(lái)去除不想要的正弦頻率分量。在先進(jìn)的工程設(shè)計(jì)中，能將濾波器包含在混頻器中設(shè)計(jì)，從而避免大體積的濾波器，這是單芯片無(wú)線電通信考慮的一個(gè)重要因素[5]。
1.2 功率放大器(PA)
　功率放大器是一個(gè)保持電信號(hào)波形不失真情況下增加其功率的電路，被用于發(fā)射機(jī)部分，并放在天線的附近。信號(hào)經(jīng)過(guò)功率放大器被送到天線，然后再被發(fā)送到外界環(huán)境中，由另一個(gè)無(wú)線電接收裝置接收。功率放大器也可串聯(lián)，以產(chǎn)生與1 W相似的所需功率，這取決于無(wú)線電信號(hào)發(fā)送的范圍。
　本文以一個(gè)單芯片的CMOS收發(fā)系統(tǒng)為例，其收發(fā)器有兩頻段：2.4 GHz和5 GHz，采用802.11a/b/g無(wú)線局域網(wǎng)。如圖2所示。

1.3低噪聲放大器(LNA)
　低噪聲放大器(LNA)是一個(gè)旨在限制雜散信號(hào)的放大器，它常用在無(wú)線電收發(fā)機(jī)的接收部分，并且非常靠近天線。在大多數(shù)情況下，接收機(jī)天線接收到的微弱射頻信號(hào)將包含一些雜散信號(hào)，因此，降低噪聲對(duì)接收機(jī)非常重要。根據(jù)Friis公式對(duì)于噪聲的描述，接收機(jī)的全部噪聲指數(shù)由最初級(jí)所控制，因此，將低噪聲放大器放在接收部分的前級(jí)，以提高信號(hào)的抗干擾能力。采用低噪聲放大器，后面各級(jí)噪音隨著LNA的增加而減少，而LNA的噪聲直接注入收到的信號(hào)中。因此，當(dāng)存在少量噪聲和失真時(shí)，加入低噪聲放大器，以增強(qiáng)有用信號(hào)功率是必要的。而信號(hào)可在系統(tǒng)的后級(jí)得到恢復(fù)。為了產(chǎn)生適當(dāng)增益，可以將幾個(gè)LNA串聯(lián)起來(lái)工作[6]。
1.4 天線
　單芯片無(wú)線收發(fā)裝置設(shè)計(jì)的另一關(guān)鍵部分是天線。為了使整個(gè)系統(tǒng)規(guī)模較小，許多現(xiàn)代的單芯片無(wú)線解決方案上使用片上天線代替分布式天線。常用的方法有：在高阻硅襯底上制造95×103 MHz的IMPATT二極管振蕩器的芯片集成天線；在砷化鎵基板上制造43.3 GHz  IMPATT二極管振蕩器的芯片集成天線。高阻硅襯底也被用來(lái)制造基于天線操作范圍在90×103~802×103 MHz的微型機(jī)電系統(tǒng)(MEMS)[7-8]。
　除了襯底兼容性以外，要降低成本，天線必須利用主流硅技術(shù)上的導(dǎo)體和絕緣層制作。目前，金屬層可以是8~9層，厚度介于0.5~2 μm之間。導(dǎo)體可以采用鋁或銅。該絕緣層分離導(dǎo)體是由于二氧化硅厚度介于0.5~1 μm之間的變化引起。
　因此，芯片天線可以用來(lái)在集成電路內(nèi)部以及外部自由空間通信，信號(hào)的傳播是在傳播介質(zhì)中以光速傳播，但在無(wú)線互連網(wǎng)中使用的芯片天線不需要光學(xué)元件，因?yàn)槠潆y于集成[9]。
2 收發(fā)器電路設(shè)計(jì)
2.1 發(fā)射機(jī)
　雙波段發(fā)射機(jī)的方框圖如圖3所示。

　其中，正交基帶I、Q信號(hào)由同一數(shù)字芯片中的DACs產(chǎn)生，以電流輸入方式送發(fā)射機(jī)。輸入信號(hào)先被可重構(gòu)濾波器濾波，然后混合到1.7 GHz的中頻。由此，無(wú)論發(fā)射機(jī)運(yùn)行在2.4 GHz還是5 GHz的模式，中頻信號(hào)都被LOF或LO2上轉(zhuǎn)換。發(fā)射機(jī)采用鏡像抑制混頻，以避免需要一個(gè)中頻濾波器。對(duì)于圖3中的混頻器正交分量LO2和LOF是直接由合成器提供，而正交分量LO1為了產(chǎn)生射頻混頻局部采用RC–CR濾波器。在經(jīng)過(guò)射頻可變?cè)鲆婕?jí)之后，每一路的射頻信號(hào)都驅(qū)動(dòng)芯片上的功率放大器(PA)。
　圖4是一個(gè)上變頻混頻器和功率放大器(PA)的電路圖，用于藍(lán)牙技術(shù)的單片無(wú)線調(diào)制解調(diào)器。由于這種調(diào)制解調(diào)器采用直接轉(zhuǎn)換，所以在收發(fā)中不必使用中頻帶。

　重構(gòu)的基帶信號(hào)由電阻衰減Gilbert型混頻器完成上變頻以及電阻負(fù)載，如圖4所示。I-Q LO驅(qū)動(dòng)信號(hào)來(lái)自于2階的多相濾波器，它的輸入源于一個(gè)鎖定參考頻率為1 MHz 的2.4 GHz VCO。功率放大器也如圖4所示，由單級(jí)集電極開(kāi)路、在同一塊芯片上匹配的差分對(duì)和為得到最大功率傳送的不平衡變壓器組成。通過(guò)數(shù)控尾電流源對(duì)差分對(duì)導(dǎo)納的控制來(lái)完成分8步實(shí)現(xiàn)30 dB的功率控制[10]。這種功率放大器能夠在50 Ω負(fù)荷下傳送+3 dBm的連調(diào)，而消耗為9 mA。
2.2接收機(jī)
　圖5是一個(gè)適用于802.11a/b/g無(wú)線局域網(wǎng)的單芯片無(wú)線雙頻接收機(jī)框圖[5]。

　圖5所示的雙頻接收機(jī)中有兩個(gè)差分級(jí)聯(lián)低噪聲放大器，對(duì)每一個(gè)波段提供必要的前端增益和降低噪聲。不用的LNA始終關(guān)掉，以減少目前的整體消耗。在2.4 GHz和5 GHz內(nèi)的射頻信號(hào)在下轉(zhuǎn)換為共同的中頻(如約為1.7 GHz)之前被相應(yīng)的噪聲放大器和RF可變?cè)鲆娣糯笃?VGA)放大。這個(gè)中頻信號(hào)進(jìn)一步混合后下至正交基帶I、Q信號(hào)，稱(chēng)LO2。信道濾波器選擇用于芯片基帶的gm-C濾波器?；鶐V波器中的直流偏移量被兩對(duì)受同基帶IC控制的6位DAC刪除。該接收機(jī)具有可達(dá)90 dB可編程增益，射頻和基帶信號(hào)大約各占1/2。整體接收系統(tǒng)噪聲系數(shù)對(duì)應(yīng)于5 GHz應(yīng)用模式為5.5 dB，對(duì)應(yīng)于2.4 GHz應(yīng)用模式為4.5 dB。
　低嗓聲放大器(LNA)是接收機(jī)印板中最重要的裝置之一，LNA的質(zhì)量對(duì)接收器的參數(shù)有相當(dāng)大的影響。圖6是用于雙頻接收機(jī)中的5 GHz低噪聲放大器示意圖。

　放大器由一對(duì)為降低噪音系數(shù)而優(yōu)化的級(jí)聯(lián)差分電路組成。當(dāng)一個(gè)有用的大射頻信號(hào)輸入時(shí)，該LNA轉(zhuǎn)換到低增益模式，以避免信號(hào)壓縮。增益減少是通過(guò)晶體管M2和M5作為一對(duì)電流開(kāi)關(guān)實(shí)現(xiàn)的，通過(guò)分流信號(hào)電流遠(yuǎn)離感性負(fù)載來(lái)實(shí)現(xiàn)降低輸出信號(hào)。增益變化的正確度取決于匹配晶體管的大小和對(duì)所有過(guò)程及溫度死角的很好控制。為了降低噪聲，可以使用級(jí)聯(lián)裝置，在級(jí)聯(lián)節(jié)點(diǎn)的寄生電容通過(guò)電感L3和L4濾出。電感L5通過(guò)濾去差分M7和M8尾部節(jié)點(diǎn)的寄生電容來(lái)提高LNA的共模抑制比。增加在尾節(jié)點(diǎn)的共模阻抗以提高共模抑制，從而允許LNA使用單端射頻輸入，無(wú)需一個(gè)平衡器[6]。
　目前產(chǎn)品中的大多數(shù)單片無(wú)線電通信裝置的處理能力有限，主要是受到尺寸和隔離的限制。當(dāng)前用到的單芯片無(wú)線電通信最復(fù)雜的裝置是應(yīng)用于WLAN的無(wú)線藍(lán)芽調(diào)制解調(diào)器和收發(fā)器。其適合單晶片設(shè)計(jì)是因?yàn)槠溥\(yùn)行在低功耗狀態(tài)且需處理的地方有限。在無(wú)線傳感器網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)過(guò)程中，傳感器節(jié)點(diǎn)無(wú)線通信、低耗能、體積小等特點(diǎn)也使基于片上系統(tǒng)(SoC)的單芯片無(wú)線收發(fā)系統(tǒng)有了極大的空間。如何開(kāi)發(fā)更好的分離技術(shù)，克服電磁干擾等問(wèn)題，仍是如何將收發(fā)模塊、中頻模塊基帶信號(hào)處理模塊和電源管理與控制模塊等，連同天線和開(kāi)關(guān)集成在一個(gè)單芯片中的片上系統(tǒng)(SoC)的主要課題。
參考文獻(xiàn)
[1] OH Nam Jin， LEE Sang Gug， KO Jinho. A CMOS 868/915 MHz direct conversion ZigBee single-chip radio[J]. IEEE Communications Magazine， December， 2005， 43(12)：100-109.
[2] KADOYAMA T， SUZUKI N， SASHO N， et al. A complete single-chip GPS receiver with 1.6 V 24 mW radio in 0.18 μm CMOS[J]. IEEE Journal of Solid-State Circuits， 2004，39(4)：562-568.
[3] ISHIKURO H， HAMADA M， AGAWA K I， et al. A single-chip CMOS bluetooth transceiver with 1.5 MHz IF and direct modulation transmitter[C]. 2003 IEEE International Solid-State Circuits Conference， 2003：94-480.
[4] AHOLA R. A single-chip CMOS transceiver for 802.11a/b/g wireless LANs[J]. IEEE Journal of Solid-State Circuits， 2004，39(12)：2250-2258.
[5] ZARGARI M， TERROVITIS M， JEN SH M， et al. A single-chip dual-band tri-mode CMOS transceiver for IEEE 802. 11a/b/g wireless LAN[J]. IEEE Journal of Solid-State Circuits， 2004，39(12)：2239-2249.
[6] RYYN NEN J. A single-chip multimode receiver for GSM900， DCS1800， PCS1900， and WCDMA[J]. IEEE Journal of Solid-State Circuits， 2008，38(4)：594-602.
[7] KENNETH K O. On-chip antennas in silicon ICs and their application[J]. IEEE Transactions on Electron Devices， JULY， 2005， 52(7)： 1312-1323.
[8] O K K ， KIM K， FLOYD B. Wireless communications using integrated antennas[C]. Proceedings of the IEEE 2003 International Interconnect Technology Conference， 2008：111-113.
[9] LIE D Y C. RF-SoC： low-power single chip radio design using Si/SiGe BiCMOS technology[C]. 2008 3rd International Conference on Microwave and Millimeter Wave Technology Proceedings， 2008：30-37.
[10] MAGOON R. A single-chip quad-band(850/900/1800/1900 MHz)direct conversion GSM/GPRS RF transceiver with integrated VCOs and fractional-N synthesizer[J]. IEEE Journal of Solid-State Circuits， 2008，37(12)：1710-1720.