本文利用高速TMS320LF2407A型DSP控制芯片設計了系統(tǒng)的控制電路，采用全橋逆變器作為超聲振動系統(tǒng)的功率轉換主電路，解決由于負載溫度變化等原因產(chǎn)生諧振頻率的漂移，保證系統(tǒng)的高效率。這里研究了粗精復合的頻率跟蹤方案，采用掃頻方法實現(xiàn)頻率粗跟蹤，采用硬件鎖相環(huán)實現(xiàn)精跟蹤。這兩種方法的結合既保證在較寬的頻率變化范圍內實現(xiàn)頻率自動跟蹤，又保證跟蹤的快速、準確。為適應負載變化的要求，采用軟開關的PS-PWM控制方法，使系統(tǒng)的輸出功率連續(xù)可調。

1      主電路拓撲分析

         超聲電源的主電路采用全橋逆變拓撲結構，如圖1所示。其中：Z1～Z4為功率主開關管;D1～D4為Z1～Z4內部反并聯(lián)寄生二極管;C1～C4為外接并聯(lián)電容或者功率管的寄生電容；T為高頻脈沖變壓器；L0為串聯(lián)調諧匹配電感;PZT為超聲換能器。

        逆變器部分利用功率管寄生電容和并聯(lián)電容，以及變壓器的漏感實現(xiàn)軟開關零電壓移相控制(ZVS-PSP-WM)的方式。零電壓開關是依靠功率開關管反并聯(lián)二極管的導通實現(xiàn)功率器件零電壓開通;通過功率諧振電容的充電過程來實現(xiàn)功率器件的零電壓關斷。

        在一個開關周期內，移相控制有12種開關模塊，在分析之前，做出如下假設：

(1)電路中所有的開關器件Z1～Z4和與其反并聯(lián)二極管D1～D4均為理想開關器件;

(2)所有的電感、電容為理想元件且不考慮線路的雜散電感值;

(3)不考慮死區(qū)加入對逆變器工作的影響;

(4)逆變器的輸入電壓為恒定電壓源。

        移相控制逆變器的4個開關管驅動波形如圖2所示。逆變器每個橋臂的2個功率管成180°互補導通，2個橋臂的導通角相差1個相位，即移相角。Z1，Z2為定相臂，Z3，Z4為移相臂。其中Z1和Z2分別先于Z3和Z4導通，移相角為φ，調節(jié)φ大小即可改變逆變器的輸出電壓，從而調節(jié)輸出的正弦波電流幅值，使得輸出功率可以調節(jié)。

        逆變器的工作過程中，功率開關管的導通和關斷時間恒定。同一橋臂的兩個開關管導通和關斷，需要一定的延時時間，防止上下橋臂直通，保證開關管的安全。

2      控制策略

         下面對主電路控制策略的工作過程進行作進一步分析，逆變器在工作過程中，功率開關管的導通和關斷時間恒定。導通順序為Z1→Z4→ Z2→Z3，同一橋臂2個開關管的導通和關斷，需要一定延時時間，防止上下橋臂直通，保證開關管的安全。

         PS-PWM功率控制的逆變電路在1個周期內的主要有以下幾種工作模態(tài)，如圖3所示。

          (1)工作模式1[t0時刻](見圖3(a))：在t0時刻，Z1和Z4同時導通，電流i的流向：Z1→R→L→C→Z4。

         (2)工作模式2[t0，t1](見圖3(b))：在t0時刻關斷Z1，電流i給C1充電，C3的電荷被抽走。C1的電壓從零開始線性上升，C3的電壓從E開始線性下降，Z1是ZVS關斷。

         (3)工作模式3[t，t2](見圖3(c))：t1時刻，C3的電壓下降到零，D3自然開通，將Z3箝位在零，此時開通Z3，Z3是ZVS開通，此時Z3中沒有電流流過。

         (4)工作模式4[t，t3](見圖3(d))：在t2時刻關斷Z4，電流i抽走C2的電荷，同時給C4充電。Z4的電壓從零開始上升，Z4是ZVS關斷。t3時刻，C4上的電壓上升到E，即C2上電荷量為零時，D2自然導通。

         (5)工作模式5[t3，t4](見圖3(e))：t3時刻，D2導通，將Z2箝位在零，此時Z2開通，因此Z2是ZVS開通。雖然Z2開通，但沒有電流流過。t4時刻，D2，D3自然關斷，Z2和Z3中將流過電流。

         (6)工作模式6[t4，t5](見圖3(f))：在t4時刻，電流由正方向過零，并向負方向增加，電流i的流向：Z2→C→L→R→Z3。到t5時刻，Z3關斷，逆變器開始另一半周期的工作，工作情況類似上述半個周期。

3      軟件設計

        在此結合高性能DSP數(shù)字芯片設計了一種新穎的超聲波電源控制系統(tǒng)，其整個系統(tǒng)硬件設計框圖如圖4所示。DSP采用TMS320LF2407A，外擴FLASH采用CY7C1021V33-122芯片，PWM為脈沖輸出，分別由PWMl，PWM2，PWM3，PWM4引出，并經(jīng)過集成驅動隔離送至IGBT，控制其導通與關閉。Iset為給定電路，Io，Id，Udt分別為負載電流、逆變器的直流輸入電流和電壓，將這3路信號分別送至各自的調理電路，經(jīng)過調理送入DSP的A/D接口。如遇到外部故障，如過熱等，向DSP發(fā)出中斷請求，實施保護。

        在此采用TMS320LF2407A來實現(xiàn)PS-PWM算法，利用其EV產(chǎn)生PWM控制信號。功率控制程序的作用是通過將從負載處檢測到的電流值與功率設定量相比較，其差值通過數(shù)字PI控制算法進行處理，進而得到所需要調整的移相角度θ值，結果返回主程序影響比較單元1(CMPRl)的設定值。PS-PWM功率控制算法如圖5所示。

         為了保證超聲電源正常工作，除設計各種故障的硬件保護電路，同時采用軟件保護。保護由硬件、軟件共同實現(xiàn)，保證系統(tǒng)可靠運行。軟件保護是通過對檢測出的信號進行濾波采樣后與DSP中斷級別最高的XINT2相連接，當故障發(fā)生時，進入軟件中斷程序，封鎖所有PWM脈沖輸出，實現(xiàn)保護效果。中斷保護程序流程如圖6所示。

4 仿真及實驗結果

基于以上理論分析及系統(tǒng)的硬件與軟件設計，用PSpice軟件對移相功率控制超聲電源進行仿真。如圖7、圖8所示。

        選取的超聲換能器型號是DH-6160F-15S-3，其諧振頻率為25 kHz，諧振阻抗為15Ω，靜態(tài)電容為27000 pF，通過計算，其匹配電感為O.75 mH。圖7、圖8分別給出移相角分別為φ=0°，φ=45°時的輸出電壓u和輸出電流i仿真波形。由仿真波形比較分析，當移相角φ逐漸增大，其輸出電壓脈寬逐漸減小，電流幅度逐漸減小，可見調節(jié)φ的大小即可以實現(xiàn)輸出功率的調節(jié)。另外，功率管工作在ZVS軟開關狀態(tài)，降低了開關損耗和電壓電流應力，逆變器始終工作在負載諧振狀態(tài)，負載側的功率因數(shù)高，控制簡單，提高電源的可靠性。根據(jù)前面的設計，對3 kw/30 kHz的超聲波發(fā)生器進行實驗，下面給出逆變橋的驅動波形，PS-PWM控制輸出波形，頻率跟蹤實驗波形。圖9為θ=60°時Z1和Z4的驅動波形，圖10為θ=60°時輸出電壓和電流波形;圖11為頻率跟蹤后穩(wěn)態(tài)的輸出電壓和電流波形。

5      結語

        由于傳統(tǒng)開關管觸發(fā)電路是由硬件實現(xiàn)脈沖移相控制的，其線路復雜，元件易老化，輸出波形易發(fā)生不同程度的失真，使觸發(fā)脈沖對稱度受到很大影響。由微處理器構成的控制系統(tǒng)，能在滿足精確性的前提下，實時、準確地完成控制任務，利用軟件實現(xiàn)移相控制，可以大大改善觸發(fā)脈沖的對稱度，提高信號精度。在此采用DSP來實現(xiàn)功率的PS-PWM控制，通過改變移相角來實現(xiàn)較寬范圍內的功率調節(jié)，且功率開關器件工作在軟開關狀態(tài)，使得系統(tǒng)效率極大地提高，更具靈活性，運行更加可靠。

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