1 引言
目前家用電器的功率前級(jí)多采用二極管全橋整流方式，這會(huì)造成電網(wǎng)諧波污染，功率因數(shù)下降，無(wú)功分量主要為高次諧波，其中三次諧波幅度約為基波幅度的95％，五次諧波幅度約為基波幅度的70％．七次諧波幅度約為基波幅度的45％。高次諧波會(huì)對(duì)電網(wǎng)造成危害，使用電設(shè)備的輸入端功率因數(shù)下降，而且產(chǎn)生很強(qiáng)的電磁干擾(EMI)，對(duì)電網(wǎng)和其他用電設(shè)備的安全運(yùn)行造成潛在危害。
有源功率因數(shù)校正電路(Active Power Factor Corrector，APFC)可將電源的輸入電流變換為與輸入市電同相位的正弦波，從而提高電器設(shè)備的功率因數(shù)，減少對(duì)電網(wǎng)的諧波污染。理論上，降壓式(Buck)、升壓式(Boost)、升／降壓式(Boost-Buck)以及反激式(Flyback)等變換器拓?fù)涠伎勺鳛锳PFC的主電路。其中，Boost APFC是簡(jiǎn)單電流型控制，功率因數(shù)值高，總諧波失真小，效率高，但輸出電壓高于輸入電壓，適用于75～2 000 W功率電源，應(yīng)用廣泛。因?yàn)樯龎菏紸PFC的電感電流連續(xù)，儲(chǔ)能電感可作為濾波器抑制射頻干擾(RFI)和EMI噪聲，并防止電網(wǎng)對(duì)主電路的高頻瞬態(tài)沖擊．電路有升壓斬波電路，輸出電壓大于輸入電壓峰值，電源允許的輸入電壓范圍擴(kuò)大，通?？蛇_(dá)90～270 V，提高電源的適應(yīng)性，且升壓式APFC控制簡(jiǎn)單，適用的功率范圍寬。因此，這里提出了一種基于Boost電路拓?fù)?，以TDA16888為控制核心的2 kW有源功率因數(shù)校正電路，該電路可將功率因數(shù)提高到O．99以上。
2 Boost APFC電路原理
常用于實(shí)現(xiàn)Boost APFC的控制方法有以下3種：
(1)電流峰值控制 開(kāi)關(guān)頻率固定，工作在電流連續(xù)模式(CCM)下，采用Boost電路結(jié)構(gòu)，通過(guò)檢測(cè)開(kāi)關(guān)電流控制。該方法電感電流的峰值(控制的基準(zhǔn))對(duì)噪聲敏感，容易產(chǎn)生控制誤差。
(2)電流滯環(huán)控制 開(kāi)關(guān)頻率可變，工作在CCM下，采用Boost電路結(jié)構(gòu)，通過(guò)檢測(cè)電感電流控制。該方法的負(fù)載大小對(duì)開(kāi)關(guān)頻率的影響較大，由于開(kāi)關(guān)頻率的變化幅度大，設(shè)計(jì)輸出濾波器時(shí)，需按最低開(kāi)關(guān)頻率考慮，故難以得到體積和重量最小的設(shè)計(jì)。
(3)平均電流控制 開(kāi)關(guān)頻率固定，工作模式任意，通過(guò)檢測(cè)電感電流控制，需要放大電流誤差信號(hào)。這種方法的工頻電流的峰值是高頻電流的平均值，高頻電流的峰值比工頻電流的峰值更高，總諧波畸變(THD)很小，對(duì)噪聲不敏感，電感電流峰值與平均值之間的誤差小，可工作于CCM和DCM模式下，適合于任何拓?fù)洹?/p>
綜合考慮，本設(shè)計(jì)采用電壓電流雙閉環(huán)的平均電流控制模式，圖1為其原理圖。
圖1中，檢測(cè)到電感電流iL，則得到信號(hào)iLR1，將該信號(hào)送入電流誤差放大器CA中，電流基準(zhǔn)值由乘法器輸出z，乘法器有兩個(gè)輸入，一個(gè)為x，是輸出電壓Vo/H與基準(zhǔn)電壓Vref之間的誤差信號(hào)；另一個(gè)輸入y，為電壓DC的檢測(cè)值VDC/K，VDC為輸入正弦電壓的全波整流值。
平均電流法的電流環(huán)調(diào)節(jié)輸入電流平均值，使其與輸入整流電壓同相位，接近正弦波形。輸入電流信號(hào)被直接檢測(cè)，與基準(zhǔn)電流比較后．其高頻分量的變化通過(guò)電流誤差放大器，被平均化處理。放大后的平均電流誤差與鋸齒波斜坡比較后，給開(kāi)關(guān)Tr驅(qū)動(dòng)信號(hào)，并決定其占空比，從而迅速而精確地校正電流誤差。由于電流環(huán)具有較高的增益一帶寬(gain-banelwidth)，使跟蹤誤差產(chǎn)生的畸變小于1％，容易實(shí)現(xiàn)接近于1的功率因數(shù)。校正后的輸入電壓Vi、電流ii的波形如圖2所示。
3 APFC電路設(shè)計(jì)
這里采用Siemens公司的PFC控制器件TDA16888設(shè)計(jì)APFC電路。設(shè)計(jì)的主要指標(biāo)參數(shù)有：交流輸入電壓為90～220 V；直流輸出電壓為380 V；輸出功率高于2 kW；功率因數(shù)大于0．99；變換器效率高于90％。Boost APFC電路原理圖如圖3所示。
主回路采用Boost電路結(jié)構(gòu)，主要由電感L2，二極管VD1、VD2，開(kāi)關(guān)管VQ1，輸出主線濾波電容C14組成。輸入電路由濾波電感L1、濾波電容C1、整流橋B1、壓敏電阻R4、熱敏電阻R1組成。L11和C3構(gòu)成濾波網(wǎng)絡(luò)?？刂齐娐酚蒚DA16888及其外部元件組成，外圍電路包括電流檢測(cè)電路(由R9組成)，輸入電壓取樣電路(由R6、R7組成)，輸出電壓反饋電路(由R17、R18、R19和R20組成)，反饋回路為PI控制器，電壓環(huán)PI控制器由C9、C10、R24組成，電流環(huán)PI控制器由C6、C7、R22組成。控制器工作頻率由電阻R26決定，R26值越大，則其工作頻率越小，R26取值51 kΩ，工作頻率為100 kHz。
根據(jù)功率要求，功率電路的功率器件選擇如下：Boost電感L2取值470μH；開(kāi)關(guān)管VQ1為IRFP460，其主要參數(shù)為：漏-源極最小擊穿電壓500 V，漏-源極的最大導(dǎo)通電阻為O．27 Ω，最大導(dǎo)通電流20 A；整流二極管VD1選取肖特基二極管STFA806，其主要參數(shù)為：反向工作電壓600 V，正向平均工作電流8 A。輸出電容C14取值2 200μF／450 V。
4 試驗(yàn)結(jié)果
在負(fù)載為2 kW時(shí)PFC電路的工作波形如圖4～圖5所示。圖4為交流輸入端電壓、電流波形及電流諧波分析，圖中交流輸入端電壓波形通道為4、電流波形通道為3，電流的諧波分析結(jié)果為D。由圖4可看出，加入PFC電路后，交流輸入電流波形由窄脈沖變?yōu)檎也?，與輸入電壓同相，Boost變換器近似為純電阻，輸入電流總諧波量為4．5％。圖5為開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)波形與電路的輸入電流波形。示波器通道1為開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)波形．通道2為輸入電流波形，由圖5可見(jiàn)，輸入電流經(jīng)有源功率因數(shù)校正器的校正后，波形幾乎達(dá)到標(biāo)準(zhǔn)的正弦波，使用單相功率表(DB3-PF01)測(cè)得功率因數(shù)超過(guò)0．99，達(dá)到設(shè)計(jì)要求。在輸入電壓的整個(gè)范圍內(nèi)及負(fù)載變化的情況下也得到類似結(jié)果。
5 結(jié)論
通過(guò)試驗(yàn)看出，采用電壓電流雙閉環(huán)的平均電流控制模式原理能夠?qū)崿F(xiàn)電器設(shè)備的功率因數(shù)校正。在某變頻空調(diào)控制系統(tǒng)增加該功率因數(shù)校正電路后，系統(tǒng)的功率因數(shù)明顯提高，在保持原輸出功率不變的情況下，主回路的濾波電容由原來(lái)的3 000μF下降為2 200μF，功率模塊額定電流下降約70％，從而提高了元件的利用率。同時(shí)，系統(tǒng)的EMC指標(biāo)也得到改善，達(dá)到GB4343-1995和GB17625.1-1998所規(guī)定的標(biāo)準(zhǔn)。該設(shè)計(jì)原理也適用于其他同類型APFC控制器件的電路實(shí)現(xiàn)，具有廣泛的工程參考價(jià)值。