0 引言

    照明LED具有功耗低、壽命長、對環(huán)境影響小、效率高的優(yōu)點，使得LED技術變得越來越受歡迎。在功率轉換器中，電解電容具有較低的成本和優(yōu)良的性能，通常被用于穩(wěn)定瞬時輸入和輸出功率。然而，電解電容器使用壽命相比其他器件更短，研究表明，在LED驅動電源故障中，以電解電容失效故障最為普遍，電解電容的壽命通常為5 000 h/105 ℃，其一直以來都是電源產品壽命的瓶頸。因此，電解電容器對于保證LED照明裝置的預期壽命非常重要。為此，人們提出各種各樣的解決方案來去除大體積、短壽命的電解電容。但是轉換器的輸出節(jié)點上會造成了120 Hz的紋波電流，為減少120 Hz脈動成分,可以使用并聯(lián)LC濾波器。這里面的電解電容不僅會增加成本，還要求過多的印刷電路板空間?，F(xiàn)有技術包括：(1)對驅動電源的輸入電流波形進行調制，通過降低輸入脈動功率的峰均比來減小輸入、輸出功率的不平衡；(2)采用大電感和較大尺寸的薄膜電容來平衡輸入、輸出功率之間的差值，雖然取得了一定的效果，但無源儲能元件的體積大、重量重；(3)增大紋波和向輸入電流加入三次和五次諧波,從而實現(xiàn)去除電解電容目的。這些方法是對現(xiàn)有控制或功率電路進行改進，其思想大致可以分兩類: 一是保留原來的拓撲，對控制方法進行改進; 二是構造新的電路拓撲。

    為了實現(xiàn)PFC（Power Factor Correction）和DC-DC轉換的同時性，去除在單級電源下低頻產生的閃爍現(xiàn)象，有人提出了能量儲存裝置。采用雙向轉換器替代大容量儲能電容器。此方案的缺點是輸出能量被轉換三次才送至輸出端。還有人提出了在功率因數(shù)和所需輸出電容之間平衡的設計。然而，這個方案是以犧牲輸入電流諧波和功率因數(shù)性能來達到目的^[1]。在文獻[2-5]中使用多個開關的單級拓撲結構，在輸出級使用雙向降壓-升壓電路來吸收PFC轉換器脈動電流中的交流分量，通過在電源電路中使用多個快恢復二極管來實現(xiàn)交換技術，文獻[6-7]討論了采用耦合電感的PFC技術，PFC開關需要處理PFC電感電流和LED電流，開關需承受非常大的電流和電壓，這使得效率很低。本文提出無電解電容的反激變換器方案，使用一個雙向Buck-Boost紋波電流消除電路，使用容量小的薄膜電容同樣使輸出紋波電流非常小，雙向Buck-Boost轉換器調節(jié)輸入來維持輸出功率恒定。

1 電路結構與原理

    如圖1所示，開關Q2使反激變換器工作在DCM模式下實現(xiàn)PFC的功能；Q1和Q3彼此補充。L₁和C₁作為雙向降壓-升壓轉換器的存儲裝置，而C₂和L₂組成了輸出電流的高頻濾波器。其中L_m為初級繞組側電感，此耦合電感是電路的關鍵組成部分，它具有兩個主要功能：(1)它在一個線周期內將所需能量的一部分反饋給直流母線電容器從而可以減小紋波抑制電容；(2)串聯(lián)連接的電感L_m和開關Q2在LED的輸出端提供了一個高頻脈動電流。當輸入功率P_in低于輸出功率P_o時，工作原理可分為四種狀態(tài)。當輸入功率P_in高于輸出功率P_o時，除了i_L1的電流反方向流動外，工作原理與輸入功率P_in低于輸出功率P_o情況類似。

    設輸入電壓為：

    在一個開關周期內，該變換器存在四種開關模態(tài)，其工作情況描述如下。

    狀態(tài)1[t₀～t₁]：當t=t₀時，打開Q2和Q3，關閉Q1，輸入的能量V_in被存儲在L_m中，然后C_O釋放能量給L_B和LED，該狀態(tài)在t=t₁關閉Q2時結束。

    狀態(tài)2[t₁～t₂]：當t=t₁時，關閉Q2，保持Q3接通，關閉Q1，并且D_S也是導通的，被存儲在L_m中的能量釋放給C_O、L_B和LED，該狀態(tài)在t=t₂時L_m完全放電時結束。

    狀態(tài)3[t₂～t₃]：當t=t₂時，保持Q3接通，保持Q1和Q2斷開，C_O釋放能量給L_B和LED，該狀態(tài)在t=t₃時關閉Q3打開Q2時結束。

    狀態(tài)4[t₃～t₄]：當t=t₃時，保持Q3接通，保持Q2和Q1斷開，C_O釋放能量給L_B和LED，該狀態(tài)在t=t₄時關閉Q3打開Q1時結束。

2 無電解電容實現(xiàn)

    當單級電源已經實現(xiàn)了很高的功率因數(shù)時，在LED電源的輸入端和輸出端之間就會存在能量之間的平衡。為了適應這一能量的差異，一個大容量電容不可缺少，電解電容器的壽命大大限制了LED電源的使用壽命，因此消除電解電容器是很有意義的。

    圖2顯示了在半個線周期內電源的輸入輸出側雙方存在能量的不平衡。這種能量的不平衡由PFC輸出端的低頻紋波電流顯示出來。LED電源的全部能量幾乎都是由V_o1輸出來的。能量的不平衡和電壓波動的關系可以由式(4)表示：

    對于一個輸出功率10 W的電源在60 Hz線頻率下半個周期內的不平衡能量E_imbalance是0.027 3 J。V_o1允許有9 V_P-P的低頻紋波電壓，因此所需的輸出電容可以低于55 μF。這個電容可以用陶瓷電容代替電解電容。在前期實驗中，可以用3個20 μF陶瓷電容器替代，并連接到輸出電壓V_o1端。

3 輸入電流分析和電路特性

    在電路的輸入端，PFC通過L_m在斷續(xù)工作模式(DCM)進行控制?；镜?，通過二極管D₂的電流會隨著直流母線電壓v_dc包絡變化而變化。用V_p和f_L代表輸入電壓峰值和線路頻率，則校正電壓v_r由式(6)表示。放電部分占空比d由式(7)給出。

    通過D₂的平均電流由式(8)給出，i_pk2由式(9)給出，平均輸入電流可以由式(10)給出，它表明輸入電流的形狀受到V_p和V_dc的比例影響。當V_dc接近V_p時，輸出電流變得更加扭曲。

    由式(11)可知，場效應管電壓是V_dc和轉換比例(n₂/n₁)的函數(shù)。輸入線性電流的波形是V_dc的函數(shù)。如圖4所示，當n₂/n₁增大時v_ds，pk減小，當V_dc接近V_p時，需要選擇合適的n₂/n₁值和V_dc和V_p的比例。在圖1中，C₂為儲能電容，電容C₁為高頻濾波電容。由于C₂被移到高壓側，因此，由于前級轉換器高輸入阻抗及C₂和L_sec連續(xù)的能量交換作用，C₂需要的能量可以被大大減小，因此，就可以使用小容值的電容C₂，這樣就允許薄膜電容作為儲能電容。

    因為通過C₂的電壓增大至輸入電壓，所以，通過C₂的等效的負載阻抗變得更大。在C₂上能量的改變量由式(12)給出，V_dc，max和V_dc，min是V_dc的最大和最小值。同樣ΔE由式(13)給出。式(12)和式(13)兩式結合得到式(14)，η是電路的效率。從式(14)中可以看出，在相同的平均輸入電壓下如果增加V_dc電容C₂可以減小。式(14)將決定設計電路中電容的值。

    在設計電路的輸出端，為了保證在i_Lo中提供CCM，L₀的最小值可以由式(15)計算得出，i_Lo是平均輸出電流。

4 實驗研究

    圖5描述了電源輸入的電壓電流值，在PFC電路輸出電壓V_O1和紋波消除電路的輸出V_O3之間的低頻消除情況較好。V_O1中最初的紋波是由V_P-P來決定的，在消除紋波之后，LED上的紋波電壓已經降到0.75 V。紋波電流和效率已經比傳統(tǒng)的降壓-升壓LED電源有很大提升，并且輸出電容值大大降低。

    電源輸出的電壓電流值如圖6所示，從圖6可以看出，傳統(tǒng)的降壓-升壓LED電源的紋波電流高達250 mA。在紋波消除技術下，低頻紋波電流已減少到20 mA。前后紋波抑制率大約差了12.5倍。

5 結論

    本文提出了一種簡單的帶有脈沖電流驅動技術的高功率因數(shù)的LED電源拓撲。在沒有使用任何電解電容器和復雜的控制方法下，本文提出的單開關電路也是能夠降低發(fā)光二極管的低頻紋波電流的。在提出的拓撲結構中使用耦合電感來實現(xiàn)PFC功能和為輸出提供高頻率的脈動電流。本文提供了所提電路的詳細說明、工作原理以及理論分析。最后，通過一個10 W、50 V-0.2 A的實驗原型證明了該方案的可行性。

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作者信息:

陳純鍇，栗銀龍

（天津工業(yè)大學 電子與信息工程學院，天津300387）