0 引言

    目前，AC/DC變換器主要用于計算機適配器、服務(wù)器和電信系統(tǒng)的各領(lǐng)域，這就要求AC/DC變換器在整個負載工作范圍內(nèi)以及通用電源輸入電壓范圍內(nèi)具有高效率、高密度、高可靠性、尺寸小以及低系統(tǒng)成本等特點^[1]。這使得AC/DC變換器設(shè)計面臨著更高挑戰(zhàn)。而市面上大多數(shù)AC/DC電源使用的是基于模擬芯片的標準設(shè)計，采用雙路PFC控制器、PWM控制器和DC/DC控制器組合的設(shè)計。但是，也有使用單路模擬控制或者PFC和DC/DC控制器兩者組合的設(shè)計，其優(yōu)點是可以減少元器件數(shù)量和系統(tǒng)成本。

    隨著新技術(shù)的發(fā)展，新的數(shù)字化方法可以實現(xiàn)使用微控制器來控制PFC和DC-DC變換器^[2]。本文基于新的數(shù)字控制方法，介紹了一種功率200 W的開關(guān)電源設(shè)計，該開關(guān)電源采用STM32F334微控制器進行全數(shù)字控制。電源系統(tǒng)由 STM32F051K8控制的輸入無橋功率因數(shù)校正器和由STM32F334微控制器控制的半橋LLC諧振變換器兩部分組成。

1 整體方案設(shè)計

    數(shù)字開關(guān)電源的整體設(shè)計方案如圖1所示。從左到右，分別是輸入端、EMI濾波器、無橋PFC、半橋LCC、輸出端和控制電路。在標準AC-DC轉(zhuǎn)換器設(shè)計中，EMI濾波器都是連接到二極管橋式整流器的輸入端，然后二極管橋式整流器輸出端連接到PFC級的輸入端。然而，本文200 W AC-DC采用的是無橋PFC拓撲，這種拓撲是通過去掉二極管橋式整流器，從而使系統(tǒng)具有更低的傳導損耗和更高效率的優(yōu)點。該拓撲還具有相對于標準PFC能減少組件數(shù)量的優(yōu)點。

    該方案使用用于總線電壓調(diào)節(jié)的外部電壓回路和用于根據(jù)正弦波形成電流的內(nèi)部控制回路來控制輸入級。采用外環(huán)來調(diào)節(jié)電流基準，以便使總線電壓保持穩(wěn)定。輸出端隔離和功率級采用半橋LLC拓撲結(jié)構(gòu)實現(xiàn)，該拓撲結(jié)構(gòu)控制方式是采用恒定占空比和可變頻率控制。半橋LLC使用高頻變壓器執(zhí)行電壓降壓，同時設(shè)置了變壓器初級到次級的匝數(shù)比，以在整個工作范圍內(nèi)保持良好的效率和調(diào)節(jié)。變壓器初級側(cè)提供有源開關(guān)產(chǎn)生的方波電壓。在次級側(cè)，該電壓波形被二極管整流，然后由輸出濾波器過濾輸出直流。在初級側(cè)，由于半橋開關(guān)管實現(xiàn)了零電壓開關(guān)（ZVS），導致開關(guān)損耗降低。

    該系統(tǒng)由STM32產(chǎn)品系列的兩個微控制器控制。在初級側(cè)，STM32F051通過采樣PFC兩個MOSFET的電流，母線輸入交流電壓和PFC輸出總線電壓來控制無橋PFC。通過STM32F051產(chǎn)生兩個控制信號PWM1和PWM2，以驅(qū)動無橋PFC的兩個開關(guān)管關(guān)斷狀態(tài)。在功率級由一個STM32F334C8微控制器對LLC拓撲的輸出電壓進行采樣，調(diào)整LLC半橋控制信號的頻率，以確保在整個負載范圍內(nèi)電源能穩(wěn)定工作。此外，兩個微控制器通過雙向串行通信方式交換有關(guān)輸入和輸出功率級狀態(tài)的信息。功率級和控制級均采用離線反激電路，反激電路為微控制器、柵極驅(qū)動IC和信號調(diào)理電路提供合適的穩(wěn)壓電壓。

    該數(shù)字電源在通用交流輸入電壓90 V～265 V下，產(chǎn)生48 V穩(wěn)壓輸出。該裝置的連續(xù)額定功率為200 W，中間高壓直流母線通過PFC調(diào)節(jié)為396 V。LLC電路通過高頻變壓器將高直流電壓轉(zhuǎn)換為低直流電壓，從而實現(xiàn)隔離。

2 系統(tǒng)硬件設(shè)計

2.1 無橋PFC工作原理

    無橋PFC是一種高效拓撲結(jié)構(gòu)，其特點是沒有二極管橋式整流器，并且在任何工作間隔期間僅在電流導通路徑中兩個半導體才導通^[3]。無橋PFC升壓轉(zhuǎn)換器的基本方案如圖2所示。升壓電感直接連接到輸入交流電源側(cè)，另一端連接到功率MOSFET的漏極和快速開關(guān)二極管的陽極。兩個二極管的陰極連接到輸出濾波電容，然后并聯(lián)連接到負載電阻。但是，由于交流側(cè)與電感直接相連，對于高頻信號而言，電感相當于開路，這將導致變換器的輸出電壓與輸入電壓不共地，輸出電壓將會處在懸浮狀態(tài)，電磁干擾嚴重，因此，該電路的實用性并不高。

    而二極管式無橋PFC變換器是無橋PFC改進型拓撲結(jié)構(gòu)，其特征在于增加了兩個二極管D3和D4，如圖3所示。這些二極管的目的是保持負相連接到PFC接地，從而解決了無橋PFC拓撲的EMI濾波問題。本文設(shè)計采用的是二極管式無橋PFC結(jié)構(gòu)，以下分析二極管式無橋PFC變換器設(shè)計內(nèi)容。

    為了簡化分析，假設(shè)所有器件都工作在理想條件下，不計電路中寄生參數(shù)的影響，PFC工作在DCM模式下，在一個開關(guān)周期過程中認為輸入交流電壓保持不變。

    在一個工頻周期內(nèi)，根據(jù)開關(guān)管的開通關(guān)斷狀態(tài)，雙二極管式無橋PFC變換器可以分為四個工作模態(tài)^[4]，如圖3所示。

    模態(tài)1：在交流電壓的正半周期，MOSFET S1開通，S2關(guān)斷。電流從輸入端出發(fā)，流經(jīng)電感L1及開關(guān)管S1，之后一部分電流經(jīng)MOSFET S1的體二極管及L2返回輸入端，另一部分電流經(jīng)二極管D4返回輸入端。

    模態(tài)2：在交流電壓的正半周期，MOSFET S1關(guān)斷，S2關(guān)斷。電流從輸入端出發(fā)，流經(jīng)電感L1、二極管D1、負載及電容，之后一部分電流經(jīng)MOSFET S2的體二極管及L2返回輸入端，另一部分電流經(jīng)二極管D4返回輸入端。

    模態(tài)3：在交流電壓的負半周期，MOSFET S1關(guān)斷，S2開通。電流從輸入端出發(fā)，流經(jīng)電感L2及MOSFET S2，之后一部分電流經(jīng)MOSFET S1的體二極管及L1返回輸入端，另一部分電流經(jīng)二極管D3返回輸入端。

    模態(tài)4：在交流電壓的負半周期，MOSFET S1關(guān)斷，S2關(guān)斷。電流從輸入端出發(fā)，流經(jīng)電感L2、二極管D2、負載及電容，之后一部分電流經(jīng)MOSFET S1的體二極管及L1返回輸入端，另一部分電流經(jīng)二極管D3返回輸入端。

    通過以上分析可以看出，在電路的工作過程中，電流的導通路徑上只有兩個半導體器件參與工作，因此其通態(tài)損耗較小、效率較高，且由于二極管D3和D4使輸出端與輸入端建立了聯(lián)系，使得電路的共模干擾較小。但是，在前面的分析中，都是假設(shè)在正半周期和負半周期期間，兩個MOSFET中只有一個在動作而另一個保持恒定。除了上面提到的一個假設(shè)之外，實際上還有兩個額外的控制方式^[5]。

    第一種控制方式是，在正半周期期間，輸入電壓S2接通和斷開，而S1保持接通。在電壓的負半周期期間，S1接通和斷開，而S2保持接通。該控制策略允許返回電流流過MOSFET的溝道而不是流過體二極管，因此可以提高效率。

    第二種控制方式是，兩個MOSFET同步控制，相同的PWM信號施加到兩個MOSFET柵極。同樣，在返回階段電流流過MOSFET時，其好處是功耗更低。此外，兩個MOSFET只能使用一個驅(qū)動器驅(qū)動。

    綜上分析，本文采用的是具有同步控制的雙二極管式無橋PFC。

2.2 二極管式無橋PFC設(shè)計

    本文二極管式無橋PFC設(shè)計在DCM模式下的主要規(guī)格如表1所示。

    變換器的參數(shù)應(yīng)該根據(jù)電路工作于最低輸入電壓時的情況下進行設(shè)計，當輸入電壓最低時輸入電流最大。

2.2.1 輸入電流的最大有效值

    考慮到最小輸入電壓和所需的最低轉(zhuǎn)換效率，可以計算出輸入電流的最大有效值為：

2.2.2 升壓電感值

    選擇兩個升壓電感值，使其在輸入電壓變化范圍和負載變化范圍內(nèi)，升壓電感處于DCM模式下。選擇公式如下：

2.2.3 功率MOSFET選擇

    功率半導體的選擇是滿足應(yīng)用效率要求的基礎(chǔ)。在升壓PFC中，當開關(guān)導通時，電流等于電感電流。式(4)中計算的峰值電流也是開關(guān)的峰值電流。當開關(guān)關(guān)閉時，漏極-源極電壓是輸出電壓。因此，選擇MOSFET的額定電壓要大于輸出電壓，額定電流要大于最大電感電流。由于在DCM中工作的升壓PFC主要受傳導損耗的影響，因此使用具有低漏極-源極電阻的功率MOSFET非常重要，以確保高效率。器件值的輸出電壓根據(jù)式(5)選擇：

    為滿足設(shè)計要求，選擇IPA60R180P7S N溝道功率MOSFET用作M1和M2。該器件的最小擊穿電壓為650 V，25 ℃時最大導通電阻為180 mΩ?？倴艠O電荷為25 nC。

2.2.4 整流二極管選擇

    整流二極管電流計算為：

    兩個BYV29X-600二極管，其特點是峰值電壓為600 V，平均正向電流為9 A，用作整流二極管。在T=150 ℃時，8 A的正向壓降約為0.9 V。

2.2.5 輸出電容選擇

    選擇輸出電容值，將輸出電壓紋波限制為標稱輸出電壓的1％。可根據(jù)式(7)來定義輸出電容值：

    其中ω是電源角頻率，ΔV₀是輸出電壓紋波。4個450 V的100 μF電解電容已并聯(lián)連接在PFC輸出上。

2.2.6 電流檢測

    流過每個電源開關(guān)的電流通過CT檢測。它們位于電感和MOSFET之間。由于這種放置，控制算法只能使用電感電流的上升部分。始終在柵極控制PWM的中點對電流信號進行采樣。然后，可以對電流樣本進行數(shù)字校正，以便計算平均電感器電流。實際上，與CCM情況相反，當PFC處于DCM中時，在MOSFET三角形電流波形的中點處感測到的電流不再等于電感器平均電流。

    CT必須承受式(4)中計算的峰值電流。所選的電流檢測變壓器是Murata的53040C。其特征在于磁化匝數(shù)比為40。

2.3 PFC控制策略

    本文PFC控制策略采用的是在非連續(xù)導電模式下的PFC數(shù)字平均電流法^[6-7]。圖4給出了數(shù)字平均電流法APFC的原理圖，其工作原理是PFC主電路的輸出電壓經(jīng)采樣電路采樣傳遞到微控制器進行AD轉(zhuǎn)換之后，與參考基準電壓V_ref相比較，然后經(jīng)過電壓控制環(huán)的處理，得到電壓環(huán)控制信號V_e，V_e與主電路整流輸入電壓V_im的采樣值相乘。乘法器的輸出作為電流控制環(huán)節(jié)的基準信號I_ref，通過調(diào)節(jié)電流基準信號的平均幅值，使得輸出電壓保持恒定。PFC電路MOS反饋電流經(jīng)過電流采樣電路傳遞到微控制器進行AD轉(zhuǎn)換之后，與基準信號比較后輸入電流控制環(huán)節(jié)，得到的輸出是占空比電壓信號V_e，V_e通過微控制器定時器產(chǎn)生PWM驅(qū)動信號來控制開關(guān)管的通斷。因為控制信號是占空比周期性變化的信號，所以得到的輸入電流波形上跟隨輸入電壓整流后的信號波形，當開關(guān)頻率比輸入電壓頻率高得多時，輸入電流具有與輸入電壓基本相同的波形形狀。從輸入端看起來，整個負載好像呈純阻性，功率因數(shù)接近于1。

3 半橋LLC諧振變換器設(shè)計

3.1 LLC轉(zhuǎn)換器概述

    DC-DC變換器的目的是將無橋PFC輸出電壓降至48 V，而DC/DC變換器拓撲結(jié)構(gòu)采用的是LLC半橋拓撲。如圖5所示，LLC轉(zhuǎn)換器的功率級由輸入和輸出電容器C2和C3，MOSFET M3、M4，變壓器T1和諧振電容器C_r組成。圖5中描繪的諧振電感器L_r和磁化電感器L_m分別為獨立的高頻變壓器。輸出整流級采用兩個整流二極管，實現(xiàn)零點電流導通。LLC拓撲的主要優(yōu)點是^[8]：

    (1)在初級側(cè)開關(guān)管導通時，實現(xiàn)零電壓導通。

    (2)在次級側(cè)開關(guān)管關(guān)斷時，實現(xiàn)零電流導通。

    (3)非常好的負載調(diào)節(jié)。

    主要缺點是對輸入電壓變化具有高靈敏度，這需要一些設(shè)計權(quán)衡以在寬輸入電壓范圍內(nèi)優(yōu)化電路。表2中報告了用于該設(shè)計的規(guī)范。

3.2 LLC諧振變換器設(shè)計

    設(shè)計步驟如下^[9-10]：

    LLC轉(zhuǎn)換器諧振回路的電壓增益可以表示為式(8)。

    (1)變壓器匝數(shù)比：

    假設(shè)在標準輸入電壓下的所需的電壓增益為一，則計算得出：

    (3)計算等效負載電阻：

    由于在396 V DC(選定輸出PFC電壓)的輸入電壓下完成效率優(yōu)化過程，所選值與計算不同，經(jīng)過反復迭代。得諧振回路的值是：C_r=15 nF，L_r=117 μH，L_m=600 μH。

    變壓器設(shè)計用于兩個獨立的電感L_r和磁化電感L_m。諧振電容通過一個15 nF，1 kV聚丙烯電容器的串聯(lián)在諧振腔。利用上面計算的值，得到的諧振回路增益如圖6所示。

    滿載和396 V DC輸入電壓下的工作頻率為120 kHz。滿載和最小輸入電壓下的最小工作頻率為94 kHz。無負載和最大輸入電壓時的最大工作頻率為164 kHz。

3.3 半橋MOSFET選擇

    LLC轉(zhuǎn)換器初級側(cè)使用的功率MOSFET在100 ℃的外殼溫度下具有600 V的擊穿電壓和6.9 A的漏極電流。根據(jù)這個提前，該半橋MOSFET型號為IPA60R450PE6。其特點是根據(jù)超級結(jié)(SJ)原理設(shè)計。這確保了極低的導通電阻和最佳的開關(guān)性能，使其成為這種應(yīng)用的理想選擇。

3.4 LLC控制策略

    LLC諧振電路通過STM32系列的32位微控制器產(chǎn)生MOSFET信號，以確保精準的輸出電壓調(diào)節(jié)?？刂品桨溉鐖D7所示。

    LLC控制采用的是基于PI調(diào)節(jié)器的簡單電壓控制回路，LLC轉(zhuǎn)換器輸出電壓通過電壓采樣電路采樣傳遞到微控制器進行AD轉(zhuǎn)換之后，與參考電壓V_ref相比較，然后經(jīng)過電壓控制環(huán)的處理，得到電壓環(huán)控制信號V_e，V_e通過微控制器定時器產(chǎn)生兩路PWM驅(qū)動信號來控制LLC諧振電路兩個開關(guān)管的通斷。

    STM32F334微控制器具有高分辨率定時器(HRTIM)外設(shè)，可產(chǎn)生驅(qū)動信號模式，以控制初級LLC半橋MOSFET。HRTIM專門用于數(shù)字電源轉(zhuǎn)換系統(tǒng)。它采用模塊化架構(gòu)，可以產(chǎn)生多達十個數(shù)字信號，具有獨立或耦合波形。

    同時，HRTIM具有定時測量功能以及與內(nèi)置ADC和DAC轉(zhuǎn)換器的鏈接。它具有輕載管理模式，能夠處理各種故障方案，以實現(xiàn)安全關(guān)機。 

4 系統(tǒng)軟件設(shè)計

    本軟件設(shè)計采用PID控制法，即通過采樣輸出電壓與期望輸出電壓比較產(chǎn)生誤差信號，將誤差輸入PID算法計算出所需占空比，通過改變占空比來達到穩(wěn)壓輸出的目的。

    系統(tǒng)的程序主要分為兩個部分：主程序和子程序。主程序主要包括 Main函數(shù)、ADC中斷、PID控制子程序。主程序完成ADC、PWM、HRTIM、PID等模塊的初始化，等待ADC中斷到來，檢測到中斷信號就執(zhí)行相應(yīng)流程。程序流程圖如圖8所示。

5 測試總結(jié)

    使用數(shù)字示波器、臺式萬用表、電流鉗、數(shù)字功率計等電子設(shè)備對其電子特性進行測量,選用一臺200 W的工業(yè)路燈作為電源負載。在電流恒定在4.2 A，電壓30 V～48 V條件下，輸出電壓的效率曲線如圖9所示。

    可以看出該電源在負載電流恒定情況下，輸出電壓越高所得到的效率越高，但效率的斜率上升緩慢，達到某一點趨于穩(wěn)定。輸出電壓48 V時，效率可達到93%。體現(xiàn)出采用所設(shè)計的LLC諧振變換器具有工作頻率范圍窄，全輸入范圍內(nèi)效率高等優(yōu)點。

6 結(jié)論

    通過系統(tǒng)測試，數(shù)字電源輸入電壓為220 V，而輸出電壓范圍為30 V～48 V，最終可以實現(xiàn)輸出電流穩(wěn)定以及輸出電壓可調(diào)等功能，功率達200 W。并且數(shù)字電源具備輸入欠保護、如壓、過壓保護、輸出過壓、過流保護等保護功能，符合設(shè)計要求。

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作者信息:

饒  剛，王  威

(武漢科技大學 機械自動化學院，湖北 武漢430081)