0 引言

　　現(xiàn)今，化石燃料正在逐漸枯竭，人們在利用傳統(tǒng)能源的同時帶來了一系列環(huán)境問題成為不可忽視的焦點。以風能發(fā)電、太陽能發(fā)電為主的新能源發(fā)電，正逐漸成為人類供電系統(tǒng)中不可或缺的成員[1]。而逆變器是連接分布式發(fā)電系統(tǒng)和電網(wǎng)的橋梁，它的并網(wǎng)效果將會關(guān)系到整個網(wǎng)絡。因為電網(wǎng)對注入其中的電流波形有著嚴格的要求，尤其是各次諧波含量，所以對于電壓型并網(wǎng)逆變器的拓撲結(jié)構(gòu)和控制方式，調(diào)節(jié)入網(wǎng)電流就變得尤為重要。

　　針對三相逆變器，一般選擇用SPWM方法調(diào)制，現(xiàn)在多用SVPWM。電壓型逆變器電流控制是為了可以獲得一個適當?shù)膸挘瑢⒖茧娏鬟M行實時準確追蹤。三相并網(wǎng)逆變器交流內(nèi)環(huán)通常是對電流調(diào)節(jié)，電流內(nèi)環(huán)調(diào)節(jié)通常有多種方法，有滯環(huán)控制、dq下的PI控制、αβ下的PR控制、無差拍控制等[2]。文獻[3]提出的滯環(huán)控制雖有很快的動態(tài)響應，但會產(chǎn)生很大的穩(wěn)態(tài)誤差[4]，環(huán)寬會影響電路的可靠性。dq坐標系下的PI控制，入網(wǎng)電流作dq軸分解，雖然PI控制器原理簡單，易于實現(xiàn)，但是其參數(shù)需要不斷地試驗總結(jié)才能取得很好的性能[5-7]。PR控制器雖然可以做到無靜差跟蹤，但實際應用中PR控制器設計起來比較麻煩，也很難實現(xiàn)。無差拍是一種數(shù)字化處理方法，它是對逆變器輸出電流先進行離散采樣處理，然后與參考電流進行比較，差值經(jīng)過無差拍調(diào)節(jié)就可以實時無誤地追蹤上參考電流[8]。無差拍電流控制器結(jié)合SVPWM調(diào)制技術(shù)，能夠使得逆變器輸出電流的畸變和脈動都比較小[9-11]。采用這種方式進行調(diào)制，可以進一步減小靜態(tài)誤差，使得逆變器輸出電壓和電流的諧波含量也比較小[12]。

1 電流預測無差拍原理

　　三相電壓型并網(wǎng)逆變器的拓撲結(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1  三相電壓型并網(wǎng)逆變器拓撲結(jié)構(gòu)

　　認為三相電網(wǎng)電壓平衡(ea+eb+ec=0)，輸入電壓Ud，V1~V6是6個功率管，Usa、Usb、Usc是三個橋臂電壓，ea、eb、ec為網(wǎng)側(cè)電壓，ia、ib、ic為并網(wǎng)電流，根據(jù)KVL：

　　對上式進行離散采樣，

　　以A相為例，采樣周期為Ts，設k時刻采樣輸出電流ia(k)，給定參考電流為兩者差值則：

　　對于k+1時刻，逆變器A相輸出電流有：

　　電流預測無差拍的主要思想：第k個采樣周期開始時刻kTs，采樣得到實際電流ia(k)，與給定電流值相比較，經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器計算出相應的電壓差值，再與輸出電壓計算得到參考電壓最后獲得最優(yōu)的電壓矢量u(k)，然后通過SVPWM方法合成這一電壓矢量[13]，使得在(k+1)Ts時刻的輸出電流能夠跟蹤上參考電流，即Δia(k+1)=0，但在實際系統(tǒng)中，由于存在電流、電壓采樣、PWM占空比更新和電感濾波延時等，往往達不到理想狀態(tài)下的預期效果。k時刻開始對電壓、電流進行采樣計算，最后在k+1時刻給出預測信號，而該信號真正是k+1與k+2之間輸出，比理論晚了一拍，這將減少系統(tǒng)的可靠性，影響系統(tǒng)的帶寬，所以為了提高控制器的性能，就必須進行補償[14]，必須去預測k+2采樣時刻的電流。

　　同理可得A相k+2時刻電流：

　　結(jié)合式(5)、式(2)，可得，

　　u

　　根據(jù)文獻[14]，當PWM采樣頻率相對于電網(wǎng)基頻比較小，可認為電網(wǎng)電壓不變。根據(jù)輸入側(cè)電壓和逆變器三個橋臂電壓關(guān)系，可得輸出電壓usα(k)，usβ(k)。

　　開關(guān)狀態(tài)Sx(Sx=1為上橋臂導通，Sx=0為下橋臂導通)，結(jié)合式(6)、式(7)、式(8)可得出usα(k+1)，usβ(k+1)。

2 仿真驗證

　　在PSIM軟件中建立系統(tǒng)模型，在PSIM中調(diào)用動態(tài)鏈接庫DLL文件，使用C語言編程實現(xiàn)無差拍控制。母線電壓為外環(huán)，交流電流為內(nèi)環(huán)。仿真參數(shù)：直流輸入電壓650 V，交流側(cè)電壓有效值220 V，頻率50 Hz，功率器件開關(guān)頻率10 kHz，濾波電感3 mH，交流側(cè)電阻0.1 Ω。

　　對并網(wǎng)電流離散采樣跟蹤及部分放大圖如圖2所示，交流給定電流幅值5 A，周期0.02 s。

圖2  離散采樣跟蹤電流波形

　　圖3是A、B、C相入網(wǎng)電流仿真圖，幅值6 A，頻率50 Hz?？梢钥闯?，在無差拍控制方法下電流從開始到穩(wěn)定運行需要經(jīng)過大約0.01 s的波動時間段。圖中波形顯示清晰，三相輸出電流走勢平穩(wěn)，波形一致，沒有較大的波動，說明系統(tǒng)運行良好穩(wěn)定。

圖3  三相電流波形

3 實驗

　　為了更好地驗證該控制策略的可行性和可靠性，研制了一臺3 kVA樣機，處理器使用了TI公司的TMS320F2812，功率器件使用了IR公司型號為IRFP460的MOSFET。實驗參數(shù)與仿真參數(shù)一致。

　　實際樣機的實驗如圖4所示，系統(tǒng)滿載穩(wěn)態(tài)運行時，開關(guān)管的輸出實驗波形如圖4(a)所示，ea峰值310 V（有效值220 V），ia峰值7 A（有效值5 A），三相滿載總功率達到3 kVA，功率因數(shù)為0.996，圖4(b)為逆變器濾波前后的輸出電壓?？梢钥闯觯捎秒娏黝A測無差拍方法制作的樣機穩(wěn)態(tài)運行情況良好，系統(tǒng)鎖相穩(wěn)定，完成預期設定目標。

(a)并網(wǎng)電流和輸出電壓

(b)半載時輸出電壓

圖4  電壓、電流同步波形

　　圖5是在三相電網(wǎng)電壓不變、純阻性負載的情況下，突加突卸電流至額定值時的波形，負載在第三個工頻周期開始加入，隨后控制器介入調(diào)節(jié)，由圖看出，在很短時間內(nèi)達到穩(wěn)態(tài)。系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)工作狀態(tài)下突卸電流時，圖中波形為在第兩個半工頻周期的時候突然撤去負載時測出的電流波形圖。

圖5  進網(wǎng)電流突加突卸時的波形

　　從系統(tǒng)突加突卸電流的動態(tài)特性可以看出，系統(tǒng)有較好的魯棒性，說明了無差拍調(diào)節(jié)效果良好，此控制方法能加快系統(tǒng)的暫態(tài)過程，使系統(tǒng)快速達到另一個可靠運行的穩(wěn)定點。

　　由于基于電流預測無差功率解耦控制策略將電網(wǎng)電壓與并網(wǎng)電流實現(xiàn)了雙閉環(huán)控制，可以通過控制id和iq，就可以控制系統(tǒng)的輸出能量和功率因數(shù)。對電流的解耦，改變直軸電流和交軸電流的分量，達到了調(diào)節(jié)并網(wǎng)功率和電能質(zhì)量的效果。

4 結(jié)論

　　本文從理論和實驗上對電流預測無差拍功率解耦方法仔細分析，結(jié)合SVPWM技術(shù)應用到3 kVA樣機中。從仿真和實驗結(jié)果來看，該方法能夠進一步解決靜態(tài)誤差、抗干擾等問題，同時也可以看出該控制策略具有良好的穩(wěn)態(tài)特性和動態(tài)特性，可以實現(xiàn)對給定電流進行快速精確地跟蹤，鎖相波形效果良好。對直軸電流的調(diào)節(jié)，可以實現(xiàn)以單位功率因數(shù)工作、無功補償?shù)?，而且操控易于實現(xiàn)，是一種有效的并網(wǎng)策略。

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