0 引言

　　現(xiàn)今，化石燃料正在逐漸枯竭，人們在利用傳統(tǒng)能源的同時帶來了一系列環(huán)境問題成為不可忽視的焦點(diǎn)。以風(fēng)能發(fā)電、太陽能發(fā)電為主的新能源發(fā)電，正逐漸成為人類供電系統(tǒng)中不可或缺的成員[1]。而逆變器是連接分布式發(fā)電系統(tǒng)和電網(wǎng)的橋梁，它的并網(wǎng)效果將會關(guān)系到整個網(wǎng)絡(luò)。因?yàn)殡娋W(wǎng)對注入其中的電流波形有著嚴(yán)格的要求，尤其是各次諧波含量，所以對于電壓型并網(wǎng)逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制方式，調(diào)節(jié)入網(wǎng)電流就變得尤為重要。

　　針對三相逆變器，一般選擇用SPWM方法調(diào)制，現(xiàn)在多用SVPWM。電壓型逆變器電流控制是為了可以獲得一個適當(dāng)?shù)膸?，對參考電流進(jìn)行實(shí)時準(zhǔn)確追蹤。三相并網(wǎng)逆變器交流內(nèi)環(huán)通常是對電流調(diào)節(jié)，電流內(nèi)環(huán)調(diào)節(jié)通常有多種方法，有滯環(huán)控制、dq下的PI控制、αβ下的PR控制、無差拍控制等[2]。文獻(xiàn)[3]提出的滯環(huán)控制雖有很快的動態(tài)響應(yīng)，但會產(chǎn)生很大的穩(wěn)態(tài)誤差[4]，環(huán)寬會影響電路的可靠性。dq坐標(biāo)系下的PI控制，入網(wǎng)電流作dq軸分解，雖然PI控制器原理簡單，易于實(shí)現(xiàn)，但是其參數(shù)需要不斷地試驗(yàn)總結(jié)才能取得很好的性能[5-7]。PR控制器雖然可以做到無靜差跟蹤，但實(shí)際應(yīng)用中PR控制器設(shè)計起來比較麻煩，也很難實(shí)現(xiàn)。無差拍是一種數(shù)字化處理方法，它是對逆變器輸出電流先進(jìn)行離散采樣處理，然后與參考電流進(jìn)行比較，差值經(jīng)過無差拍調(diào)節(jié)就可以實(shí)時無誤地追蹤上參考電流[8]。無差拍電流控制器結(jié)合SVPWM調(diào)制技術(shù)，能夠使得逆變器輸出電流的畸變和脈動都比較小[9-11]。采用這種方式進(jìn)行調(diào)制，可以進(jìn)一步減小靜態(tài)誤差，使得逆變器輸出電壓和電流的諧波含量也比較小[12]。

1 電流預(yù)測無差拍原理

　　三相電壓型并網(wǎng)逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1  三相電壓型并網(wǎng)逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

　　認(rèn)為三相電網(wǎng)電壓平衡(ea+eb+ec=0)，輸入電壓Ud，V1~V6是6個功率管，Usa、Usb、Usc是三個橋臂電壓，ea、eb、ec為網(wǎng)側(cè)電壓，ia、ib、ic為并網(wǎng)電流，根據(jù)KVL：

　　對上式進(jìn)行離散采樣，

　　以A相為例，采樣周期為Ts，設(shè)k時刻采樣輸出電流ia(k)，給定參考電流為兩者差值則：

　　對于k+1時刻，逆變器A相輸出電流有：

　　電流預(yù)測無差拍的主要思想：第k個采樣周期開始時刻kTs，采樣得到實(shí)際電流ia(k)，與給定電流值相比較，經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器計算出相應(yīng)的電壓差值，再與輸出電壓計算得到參考電壓最后獲得最優(yōu)的電壓矢量u(k)，然后通過SVPWM方法合成這一電壓矢量[13]，使得在(k+1)Ts時刻的輸出電流能夠跟蹤上參考電流，即Δia(k+1)=0，但在實(shí)際系統(tǒng)中，由于存在電流、電壓采樣、PWM占空比更新和電感濾波延時等，往往達(dá)不到理想狀態(tài)下的預(yù)期效果。k時刻開始對電壓、電流進(jìn)行采樣計算，最后在k+1時刻給出預(yù)測信號，而該信號真正是k+1與k+2之間輸出，比理論晚了一拍，這將減少系統(tǒng)的可靠性，影響系統(tǒng)的帶寬，所以為了提高控制器的性能，就必須進(jìn)行補(bǔ)償[14]，必須去預(yù)測k+2采樣時刻的電流。

　　同理可得A相k+2時刻電流：

　　結(jié)合式(5)、式(2)，可得，

　　u

　　根據(jù)文獻(xiàn)[14]，當(dāng)PWM采樣頻率相對于電網(wǎng)基頻比較小，可認(rèn)為電網(wǎng)電壓不變。根據(jù)輸入側(cè)電壓和逆變器三個橋臂電壓關(guān)系，可得輸出電壓usα(k)，usβ(k)。

　　開關(guān)狀態(tài)Sx(Sx=1為上橋臂導(dǎo)通，Sx=0為下橋臂導(dǎo)通)，結(jié)合式(6)、式(7)、式(8)可得出usα(k+1)，usβ(k+1)。

2 仿真驗(yàn)證

　　在PSIM軟件中建立系統(tǒng)模型，在PSIM中調(diào)用動態(tài)鏈接庫DLL文件，使用C語言編程實(shí)現(xiàn)無差拍控制。母線電壓為外環(huán)，交流電流為內(nèi)環(huán)。仿真參數(shù)：直流輸入電壓650 V，交流側(cè)電壓有效值220 V，頻率50 Hz，功率器件開關(guān)頻率10 kHz，濾波電感3 mH，交流側(cè)電阻0.1 Ω。

　　對并網(wǎng)電流離散采樣跟蹤及部分放大圖如圖2所示，交流給定電流幅值5 A，周期0.02 s。

圖2  離散采樣跟蹤電流波形

　　圖3是A、B、C相入網(wǎng)電流仿真圖，幅值6 A，頻率50 Hz?？梢钥闯?，在無差拍控制方法下電流從開始到穩(wěn)定運(yùn)行需要經(jīng)過大約0.01 s的波動時間段。圖中波形顯示清晰，三相輸出電流走勢平穩(wěn)，波形一致，沒有較大的波動，說明系統(tǒng)運(yùn)行良好穩(wěn)定。

圖3  三相電流波形

3 實(shí)驗(yàn)

　　為了更好地驗(yàn)證該控制策略的可行性和可靠性，研制了一臺3 kVA樣機(jī)，處理器使用了TI公司的TMS320F2812，功率器件使用了IR公司型號為IRFP460的MOSFET。實(shí)驗(yàn)參數(shù)與仿真參數(shù)一致。

　　實(shí)際樣機(jī)的實(shí)驗(yàn)如圖4所示，系統(tǒng)滿載穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時，開關(guān)管的輸出實(shí)驗(yàn)波形如圖4(a)所示，ea峰值310 V（有效值220 V），ia峰值7 A（有效值5 A），三相滿載總功率達(dá)到3 kVA，功率因數(shù)為0.996，圖4(b)為逆變器濾波前后的輸出電壓?？梢钥闯觯捎秒娏黝A(yù)測無差拍方法制作的樣機(jī)穩(wěn)態(tài)運(yùn)行情況良好，系統(tǒng)鎖相穩(wěn)定，完成預(yù)期設(shè)定目標(biāo)。

(a)并網(wǎng)電流和輸出電壓

(b)半載時輸出電壓

圖4  電壓、電流同步波形

　　圖5是在三相電網(wǎng)電壓不變、純阻性負(fù)載的情況下，突加突卸電流至額定值時的波形，負(fù)載在第三個工頻周期開始加入，隨后控制器介入調(diào)節(jié)，由圖看出，在很短時間內(nèi)達(dá)到穩(wěn)態(tài)。系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)工作狀態(tài)下突卸電流時，圖中波形為在第兩個半工頻周期的時候突然撤去負(fù)載時測出的電流波形圖。

圖5  進(jìn)網(wǎng)電流突加突卸時的波形

　　從系統(tǒng)突加突卸電流的動態(tài)特性可以看出，系統(tǒng)有較好的魯棒性，說明了無差拍調(diào)節(jié)效果良好，此控制方法能加快系統(tǒng)的暫態(tài)過程，使系統(tǒng)快速達(dá)到另一個可靠運(yùn)行的穩(wěn)定點(diǎn)。

　　由于基于電流預(yù)測無差功率解耦控制策略將電網(wǎng)電壓與并網(wǎng)電流實(shí)現(xiàn)了雙閉環(huán)控制，可以通過控制id和iq，就可以控制系統(tǒng)的輸出能量和功率因數(shù)。對電流的解耦，改變直軸電流和交軸電流的分量，達(dá)到了調(diào)節(jié)并網(wǎng)功率和電能質(zhì)量的效果。

4 結(jié)論

　　本文從理論和實(shí)驗(yàn)上對電流預(yù)測無差拍功率解耦方法仔細(xì)分析，結(jié)合SVPWM技術(shù)應(yīng)用到3 kVA樣機(jī)中。從仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果來看，該方法能夠進(jìn)一步解決靜態(tài)誤差、抗干擾等問題，同時也可以看出該控制策略具有良好的穩(wěn)態(tài)特性和動態(tài)特性，可以實(shí)現(xiàn)對給定電流進(jìn)行快速精確地跟蹤，鎖相波形效果良好。對直軸電流的調(diào)節(jié)，可以實(shí)現(xiàn)以單位功率因數(shù)工作、無功補(bǔ)償?shù)?，而且操控易于?shí)現(xiàn)，是一種有效的并網(wǎng)策略。

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