摘  要： 為改善滯環(huán)控制應用在并網(wǎng)逆變器中會出現(xiàn)系統(tǒng)開關頻率不固定的問題，提出一種將模糊控制器與滯環(huán)比較器相結合的控制方法。通過對并網(wǎng)逆變器的建模和滯環(huán)電流控制原理的分析，可知開關頻率與滯環(huán)環(huán)寬之間的關系。以電網(wǎng)電壓及指令電流的偏微分為輸入變量建立模糊控制規(guī)則，經(jīng)過一定的模糊運算輸出滯環(huán)環(huán)寬，從而動態(tài)地控制環(huán)寬達到穩(wěn)定頻率的目的。該方法能有效地降低開關頻率，減小電流諧波。仿真和實驗結果證明了該方法對穩(wěn)定滯環(huán)開關頻率是有效的，尤其是在過零點與頂點處，同時能夠改善諧波特性。

　　關鍵詞： 并網(wǎng)逆變器；模糊控制；電流滯環(huán)；固定開關頻率

0 引言

　　光伏發(fā)電和風力發(fā)電是新能源發(fā)電領域的兩種主要發(fā)電方式，充分地利用這些電能，將其輸送給電網(wǎng)需要的關鍵技術就是并網(wǎng)逆變器[1]。逆變器在并網(wǎng)時，需控制其輸出電流與電網(wǎng)電壓同相位，以免給電網(wǎng)帶入諧波，污染電網(wǎng)[2]。電流滯環(huán)控制由于其無條件的穩(wěn)定性、響應的快速性、不需要系統(tǒng)的任何參數(shù)信息、很好的控制精度及實現(xiàn)簡單等優(yōu)點，非常適用于并網(wǎng)逆變器控制。但是，滯環(huán)控制最大的問題是其開關頻率高且不穩(wěn)定，使得逆變器輸出頻譜特性不理想，輸出濾波器設計較難及體積重量偏大，噪聲較大等[3]。為此，國內外學者提出了多種改進方法來解決這一問題[1，4-9]。參考文獻[6]通過鎖相跟蹤給定時鐘的頻率，對開關頻率進行反饋閉環(huán)控制，達到固定開關頻率的目的，該方法由于一般涉及復雜的鎖相環(huán)節(jié)，實際工程中應用難度較大。參考文獻[7]提出一種滯環(huán)寬度預測方法，根據(jù)對前一電流誤差周期作幾何分析而確定下一周期的滯環(huán)寬度，保持開關頻率穩(wěn)定。它可實現(xiàn)數(shù)字化控制，但輸出電流的低次諧波含量較高，且存在穩(wěn)態(tài)誤差。本文在滯環(huán)電流控制基礎上提出一種基于模糊控制的滯環(huán)電流控制方法。該控制方法保持了模糊控制不依賴被控對象的精確模型，抗干擾能力強，響應速度快，并對系統(tǒng)參數(shù)的變化有較強的魯棒性，能夠實現(xiàn)對電流的快速跟蹤和對開關頻率的限制，避免了過高的開關頻率對開關器件的損害及有效地減小開關損耗。

1 滯環(huán)電流型并網(wǎng)逆變器原理

　　圖1為單相滯環(huán)電流型并網(wǎng)逆變器原理圖，直流源可以是太陽能、風能等可再生能源發(fā)電設備或者是蓄電池，逆變器負載為公共交流電網(wǎng)（220 V/50 Hz）。滯環(huán)控制應用于控制逆變器并網(wǎng)電流，易于實現(xiàn)對電網(wǎng)電壓頻率和相位的實時跟蹤，響應迅速且穩(wěn)定性好。在圖1中，由相位檢測環(huán)節(jié)得到的同步信號與并網(wǎng)電流的給定幅值一起送往正弦波發(fā)生器，生成與電網(wǎng)電壓同頻同相的參考電流信號ig*，再經(jīng)滯環(huán)比較器對并網(wǎng)電流反饋信號ig與ig*的偏差進行調制得到開關管控制信號，從而可以控制并網(wǎng)電流。滯環(huán)比較器的工作原理為：電流參考信號ig*與實際電流信號ig進行比較，作為滯環(huán)控制器的輸入，當ig<ig*-h時（2h為滯環(huán)寬度），滯環(huán)比較器輸出高電平信號，S1、S4導通，系統(tǒng)輸入側電流增加；當ig>ig*-h時，滯環(huán)比較器輸出低電平信號，S2、S3導通，系統(tǒng)輸入側電流減小，這樣不斷進行逐次比較調節(jié)，保證始終跟蹤給定電流，且處于滯環(huán)帶內[10]。

　　由圖1的結構圖及參考文獻[2]可得式（1）：

　　其中，HB為滯環(huán)寬度；為開關頻率；Udc為直流側電壓；Vg為電網(wǎng)電壓；i*為指令電流；L為電感系數(shù)。

　　當滯環(huán)寬度固定時，功率開關器件的開關頻率fc是變量，與Udc、Vg、、L相關。對于并網(wǎng)逆變器，Udc和電感L一般是固定不變的。當HB為固定值時，開關頻率fc只與Vg、值相關，而Vg是電網(wǎng)的電壓，是一個時變的正弦波，也是一個時變的變量，所以在一個開關周期內，開關管的開關頻率伴隨著Vg、的變化而變化。由于開關的頻率不固定，導致滯環(huán)并網(wǎng)逆變器在開關器件選擇、濾波參數(shù)設計及熱穩(wěn)定性設計等方面都存在許多問題。因此，在大功率電力變化中其應用有限，并且從式（1）可以看出，要計算滯環(huán)的寬度是相當復雜的，對于并網(wǎng)逆變器來說直接計算基本上是不可能的。

2 模糊控制算法及實現(xiàn)

　　并網(wǎng)控制中的滯環(huán)是非線性環(huán)節(jié)，而模糊控制器有理想的動態(tài)性能，對系統(tǒng)的過程參數(shù)變化不敏感，有很強的魯棒性，由此設計一種加入模糊算法控制環(huán)寬可變的并網(wǎng)逆變控制器。

　　為了解決傳統(tǒng)方法開關頻率變化大的問題，滯環(huán)的環(huán)寬被設計成是動態(tài)可變的，模糊控制能夠克服非線性因素引起的一些影響。所以這種并網(wǎng)控制系統(tǒng)不僅有模糊控制的優(yōu)點，如靈活、自適應等，而且有滯環(huán)控制的優(yōu)點，如精度高、反應速度快。

　　從前面的分析可知，模糊控制的輸入包括兩部分：電網(wǎng)電壓和參考電流的變化率，輸出為直接控制量滯環(huán)寬度HB。圖2為模糊控制的原理框圖，這是一個二維輸入、一維輸出的PD型模糊控制器。

　　首先將輸入輸出模糊化，將參考電流變化率、電網(wǎng)電壓分為7個模糊子空間{NL、NM、NS、ZR、PS、PM、PL}，代表{負大、負中、負小、零、正小、正中、正大}。滯環(huán)寬度HB的模糊子空間為{H1、H2、H3、H4、H5、H6、H7}，其中H1<H2<H3<H4<H5<H6<H7，本方案中，Vg的基本論域為[-1，1]，的基本論域為[-1，1]，HB的基本論域為[0，1]。為確保模糊參數(shù)調節(jié)器有較高的靈敏度，隸屬度函數(shù)的形狀選擇為非均勻分布的三角形隸屬函數(shù)，相對于梯形隸屬函數(shù)，其超調量和穩(wěn)態(tài)誤差比較??；并且與均勻分布方式相比，其系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)誤差小，響應更靈敏，曲線上升速度快。隸屬度函數(shù)分別如圖3所示。模型中的模糊推理合成規(guī)則遵循極大極小合成規(guī)則，并采用Mamdani型模糊推理算法。

　　本文有兩個模糊輸入變量和一個模糊輸出變量，每個變量對應有7個模糊語言子集，所以一共有49條模糊控制規(guī)則。根據(jù)式（1）求出的標準環(huán)寬的變化規(guī)律總結出模糊控制規(guī)則，輸入到模糊控制器中，并經(jīng)過反復的實驗試湊、修改、驗證，可得到如表1所示的模糊規(guī)則表，控制器的曲面觀察如圖4所示。

3 仿真驗證

　　使用MATLAB/SIMULINK搭建了一個單相電流型并網(wǎng)逆變器的仿真模型，仿真參數(shù)采用單相交流電壓Vg=220 V/50 Hz，直流電壓Udc=350 V，電感值L=10 mH；輸出電流峰值為6 A，給定頻率fc=10 kHz，仿真時間為0.4 s。

　　當滯環(huán)寬度HB固定為0.5 A時，輸出的電流波形如圖5（a）所示；當滯環(huán)寬度HB固定為1 A時，輸出的電流波形如圖5（b）所示；當滯環(huán)寬度不固定時，應用模糊控制算法，可得到輸出電流波形如圖5（c）所示?？梢钥闯觯敎h(huán)寬度固定時，環(huán)寬大，則頻率小，環(huán)寬小，則頻率高，且在峰值處頻率最低，在過零點處頻率最高。而模糊控制滯環(huán)的寬度隨著輸出電流的相位角變化而變化，在過零點滯環(huán)的寬度最寬，頻率下降，在電流峰值滯環(huán)寬度值變窄，輸出頻率升高，從而保持電流的頻率穩(wěn)定，符合理論。FFT變換可得到固定環(huán)寬的頻率分布較寬，而采用模糊控制的可變環(huán)寬的頻率分布則主要集中在10 kHz附近，滿足設計要求。

　　圖6中虛線為根據(jù)式（1）求得的標準滯環(huán)寬度，實線為模糊控制求出的滯環(huán)環(huán)寬，可以看出兩者基本上一致，環(huán)寬范圍在0.2 V~0.9 V之間，所以可以保證輸出的電流能夠跟蹤電網(wǎng)電壓相位并且電流頻率基本上保持一致。

　　圖7為并網(wǎng)電流FFT分析結果。由前面分析可知，滯環(huán)環(huán)寬越小，輸出的電流波形也越接近于電壓波形；波形越好，總諧波畸變率也越小。所以，當滯環(huán)環(huán)寬固定為HB=0.5 A時，總諧波畸變率THD=1.72%，達到最小，諧波主要分布在5 kHz~20 kHz，范圍很寬，且均勻分布；當滯環(huán)環(huán)寬固定為HB=1 A時，THD=4.77%，達到最大，諧波主要分布在2 kHz~15 kHz；當用模糊控制可變環(huán)寬時，THD=3.15%，較小，諧波主要集中在10 kHz附近，頻率大大減小，與理論結果一致。

4 實驗驗證

　　研制了一臺并網(wǎng)逆變器進行驗證。逆變器采用單極性SPWM調制方式，采用TMS320F28035作為主控芯片，其他器件參數(shù)與仿真值一致，將算法轉換為DSP控制程序，額定輸出電流峰峰值為4 A。

　　如圖8所示，電壓每格100 V，電流每格為2 A，電流的相位與電網(wǎng)電壓一致，觀察開關管的波形可以看到開關頻率fc=10 kHz基本保持不變。與固定環(huán)寬的波形相比較，電流在過零點變化幅度最寬，在電流峰值變化幅度較窄，與仿真結果一致。電流波形在CCS中進行FFT分析得到的頻譜圖也與仿真結果一致，模糊控制算法的結果諧波主要集中在10 kHz，THD也較小。

5 結論

　　本文針對傳統(tǒng)固定滯環(huán)應用于并網(wǎng)逆變器所產(chǎn)生的頻率不固定的問題，提出了一種模糊滯環(huán)控制方法。通過模糊控制器對滯環(huán)的環(huán)寬進行動態(tài)調整，從而能夠有效地穩(wěn)定開關頻率。仿真和實驗結果顯示，模糊控制環(huán)寬與固定滯環(huán)環(huán)寬在電流跟蹤效果上是一致的，都能實現(xiàn)快速跟蹤。兩種控制方法主要的不同點在于，模糊控制方法與傳統(tǒng)的固定環(huán)寬的滯環(huán)控制方法相反，具有瞬時的頻率固定。通過模糊控制輸出滯環(huán)的環(huán)寬，穩(wěn)定了開關頻率，降低了功率管開關損耗，使得并網(wǎng)逆變器性能提高。本方法對于諧波消除和電子開關保護有重要意義。

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