摘 要: 傳統(tǒng)的8PSK頻偏估計(jì)方法通常需要上百個符號完成,其優(yōu)點(diǎn)在于能夠?qū)崿F(xiàn)較大的載波頻偏補(bǔ)償,但是同步時間較長,不適用于短時突發(fā)通信條件下的快速載波頻偏估計(jì)。特別是在低信噪比下,更是很難達(dá)到快速鎖定的目的?;谠诘托旁氡葪l件下,數(shù)據(jù)包長度有限的短時突發(fā)通信,提出了一種8PSK快速載波同步的方法,并在FPGA上得到實(shí)現(xiàn)。經(jīng)驗(yàn)證,該方法實(shí)現(xiàn)簡潔有效,硬件開銷小,同步時間短。
關(guān)鍵詞: 8PSK;載波同步;跟蹤時間
0 引言
8PSK在衛(wèi)星通信、數(shù)據(jù)鏈電臺等領(lǐng)域有廣泛應(yīng)用。而未預(yù)差分編碼的8PSK只適合相干解調(diào),接收機(jī)通常需要對發(fā)送載波的初始相位以及收發(fā)端之間的載波頻偏進(jìn)行估計(jì),然后通過跟蹤環(huán)路將殘余頻偏補(bǔ)償回去,從而達(dá)到正確解調(diào)的目的。傳統(tǒng)方法的初相和頻偏估計(jì)以及跟蹤過程往往通過上百個符號完成,其優(yōu)點(diǎn)在于能夠?qū)^大的載波頻偏進(jìn)行補(bǔ)償,但是跟蹤時間長,不適用于短包突發(fā)通信,而且在通常情況下硬件開銷較大[1-2]。
突發(fā)數(shù)據(jù)包結(jié)構(gòu)中(如圖1所示),每包中用于信號捕獲以及載波初值估計(jì)與跟蹤的引導(dǎo)數(shù)據(jù)長度一般只有幾十個符號。每個突發(fā)數(shù)據(jù)包都需要完成載波同步與跟蹤,且由于引導(dǎo)數(shù)據(jù)很短,需要快速完成同步。通過實(shí)際仿真發(fā)現(xiàn),在低信噪比下快速同步極易出現(xiàn)載波失鎖或鎖相環(huán)帶入過調(diào)量而造成相位誤差,從而人為地增加了信號的相位噪聲。因此,在短包突發(fā)通信中,較難解決快速同步與信號跟蹤穩(wěn)定的矛盾。
本文在數(shù)據(jù)包長度有限的突發(fā)通信[3]模式下,為了實(shí)現(xiàn)信號的快速捕獲、載波快速同步、載波平穩(wěn)跟蹤以及在極低信噪比條件下正確解調(diào),提出了一款8PSK的載波同步新方法。該方法設(shè)計(jì)簡潔,實(shí)現(xiàn)模塊化設(shè)計(jì)。下文分別從同步模型、同步新方法、MATLAB仿真比較和FPGA實(shí)現(xiàn)對其做說明。
1 載波同步模型
用于載波頻偏估計(jì)的8PSK[4]接收信號可以表示為:
式中,k=0,1,2,...,7;Ak為幅度;fc為待估計(jì)的載波頻率偏差;missing image file為調(diào)制相位;θ0為未知的載波相位;wk為加性高斯白噪聲。
基于傳統(tǒng)載波同步的接收端[5]模型如圖2所示。
在低信噪比時,由于I、Q[6]兩路相位噪聲較大,使用單一的載波同步環(huán)路會導(dǎo)致在有限的引導(dǎo)數(shù)據(jù)長度下鎖定慢,或載波環(huán)路系數(shù)調(diào)整后即便能較為快速鎖定,也會極易再次失鎖。既要載波同步鎖定時間不能過慢,又不能在鎖定后過調(diào)而導(dǎo)致失鎖,僅使用一個載波同步環(huán)路無法滿足數(shù)據(jù)鏈突發(fā)通信包的要求。
2 載波同步新方法
根據(jù)數(shù)據(jù)鏈突發(fā)通信包的特點(diǎn),本文提出一種分時段控制載波同步方法,如圖3所示。其基本思想是:分時段給出控制信號,首先選擇載波快速同步方法,實(shí)現(xiàn)較大頻偏的快速糾偏;其次,選擇載波慢同步[7]方法,利用FIFO中存儲的引導(dǎo)數(shù)據(jù)和快速同步方法中獲得的初步頻偏預(yù)估計(jì)值,完成載波慢同步,實(shí)現(xiàn)載波的精確同步;最后,通過載波跟蹤方法,實(shí)現(xiàn)載波的平穩(wěn)跟蹤,以達(dá)到在低信噪比條件下不易因相位噪聲過大引起過調(diào)而同步失鎖,同時也減小環(huán)路[8]濾波的鎖定抖動造成不必要的誤碼。
2.1 載波快同步方法
下變頻后得到I、Q兩路基帶信號,相乘后,得到鑒相信號為:
將此鑒相信號送入快同步環(huán)路進(jìn)行同步鎖定,快同步環(huán)路采用常規(guī)的Costas環(huán)設(shè)計(jì),得到的頻偏累加值產(chǎn)生頻率控制字控制NCO,實(shí)現(xiàn)頻率補(bǔ)償,利用經(jīng)過初步頻率補(bǔ)償后的本地載波,完成本地接收信號的下變頻。載波快同步會很快實(shí)現(xiàn)較大頻偏的糾偏,在低信噪比的條件下,為了得到更加準(zhǔn)確的頻偏估計(jì)值,往往需要通過計(jì)算快速鎖定以后較長平穩(wěn)時間內(nèi)的平均值才能提供給載波慢同步使用,否則會造成慢同步的環(huán)路壓力過大,不利于實(shí)現(xiàn)低信噪比下的可靠同步。鑒于此,在載波同步快速鎖定后的平穩(wěn)過程中,對快速同步8個符號長度的頻率控制字求平均(總共1 024點(diǎn)),得到初步頻偏預(yù)估計(jì)值missing image file。
2.2 載波慢同步方法
當(dāng)信號完成初步的載波同步后,頻偏已糾偏到極小的范圍內(nèi),但是依然沒有實(shí)現(xiàn)載波同步,特別是在極低信噪比的條件下,載波快同步往往更加不準(zhǔn)確,且載波快同步的方法并不適用于8PSK信號[9],因此需要通過載波的慢同步繼續(xù)完成載波的準(zhǔn)確同步。
信號表示為極坐標(biāo)形式:
對8PSK信號做M-th非線性變換消除調(diào)制,信號變?yōu)閱晤l信號:
上式表示的信號處理方式實(shí)際上是對相位誤差進(jìn)行歸一化處理。
在實(shí)現(xiàn)過程中,下變頻I、Q兩路信號通過CORDIC算法計(jì)算出當(dāng)前相位值φ(k),將φ(k)進(jìn)行式(4)處理后,得到歸一化的相位誤差值,將該值送入慢同步環(huán)路進(jìn)行同步鎖定,慢同步環(huán)路采用常規(guī)的Costas環(huán)設(shè)計(jì),得到的頻偏累加值產(chǎn)生頻率控制字,并結(jié)合初步頻偏預(yù)估計(jì)值missing image file,實(shí)現(xiàn)對NCO的控制,達(dá)到慢速鎖定的目的。
短包突發(fā)通信要求載波的快速鎖定,載波慢同步環(huán)路濾波器系數(shù)設(shè)置時,環(huán)路收斂的速度比載波快同步快一倍,能夠?qū)崿F(xiàn)較快鎖定,但是同時造成的相位收斂后相位的震蕩要稍微劇烈一些;與此同時,載波慢同步算法的殘余頻偏調(diào)整速率約為載波快同步算法的1/8,所以最終的效果是,載波慢同步相位的收斂速度要比載波快同步慢,而且收斂后相位的震蕩更加劇烈,因此需要載波跟蹤同步過程。
2.3 載波跟蹤同步方法
在載波慢同步過程中,載波頻偏值已經(jīng)被完全消除掉,但是由于信號處于低信噪比的條件時,噪聲對相位和環(huán)路濾波器的影響較大,如果之后不進(jìn)行載波跟蹤,極易造成信號的再次失鎖,因此最后進(jìn)入到載波跟蹤狀態(tài),保證整包信號都能夠?qū)崿F(xiàn)在低信噪比的條件下鎖定。
載波跟蹤同步方法與載波慢同步的方法一致,不同之處是,載波跟蹤狀態(tài)下不再需要過快調(diào)整相位收斂,僅僅需要慢速跟蹤即可,因此,需要調(diào)整環(huán)路濾波器的系數(shù),使得載波跟蹤過程中相位的擺動變小,減小對信號本身造成的影響。該處理在信噪比極低的情況下可盡可能地提高碼元同步的準(zhǔn)確度,即改善整個系統(tǒng)的誤碼率。
通過上述3個步驟的處理,能夠?qū)崿F(xiàn)低信噪比下8PSK的快速載波同步,從而實(shí)現(xiàn)短包突發(fā)通信的實(shí)時接收。
3 仿真結(jié)果
對產(chǎn)生1 kHz頻偏的8PSK調(diào)制信號進(jìn)行Matlab載波同步仿真。分別對理想信號和低信噪比信號(信噪比為5 dB)進(jìn)行仿真,仿真結(jié)果如圖4、圖5所示。
仿真驗(yàn)證可得,在低信噪比條件下8PSK信號能實(shí)現(xiàn)快速同步及平穩(wěn)跟蹤。
4 載波同步FPGA實(shí)現(xiàn)
本方法采用以XC5VSX95T為核心的FPGA硬件系統(tǒng)[10]實(shí)現(xiàn)。模數(shù)芯片選用AD公司的AD9246BCPZ芯片,14位精度。研究和實(shí)驗(yàn)表明,系統(tǒng)運(yùn)行良好。
設(shè)定信號載波中心頻率為24 MHz,采樣速率為 32 MHz,短包突發(fā)通信的一包信號長度為400個符號,鎖定后I、Q兩路基帶信號和調(diào)整值如圖6所示。與圖4比較,F(xiàn)PGA實(shí)現(xiàn)的結(jié)果與仿真結(jié)果一致。
5 結(jié)論
通過對該方法的仿真及硬件實(shí)現(xiàn),并將該方法應(yīng)用于實(shí)際工程中,充分驗(yàn)證了該載波同步新方法在低信噪比下收斂速度快、硬件資源耗用較少。
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