0 引言
    電源管理技術(shù)近幾年已大量應(yīng)用于便攜式和手提電源中。電源管理系統(tǒng)包括線性穩(wěn)壓器、開關(guān)穩(wěn)壓器和控制邏輯等子系統(tǒng)。本文主要針對(duì)低壓差線性穩(wěn)壓器進(jìn)行研究。低壓差線性穩(wěn)壓器是電源管理系統(tǒng)中的一個(gè)基本部分，用以提供穩(wěn)定的電壓源。它們屬于改進(jìn)效率的線性穩(wěn)壓器。通過采用共漏功率管來替代常規(guī)線性穩(wěn)壓器的共源功率管，并以此來降低最小電壓降，改善電源效率。由于功率管上的較小壓降降低了功率消耗，從而使得低壓降線性穩(wěn)壓器在低電壓、片內(nèi)集成的電源管理系統(tǒng)中廣泛應(yīng)用。
    要滿足常規(guī)線性穩(wěn)壓器的穩(wěn)定性要求，通常需要一個(gè)微法量級(jí)的片外電容。而較大的微法級(jí)電容在現(xiàn)今設(shè)計(jì)工藝下還不能實(shí)現(xiàn)，因此，每個(gè)線性穩(wěn)壓源都需要一個(gè)板級(jí)片外電容。為了解決這個(gè)問題，本文提出了一種無片外電容的線性穩(wěn)壓源方案。該設(shè)計(jì)移除了大的片外電容，同時(shí)在各種工作條件下都能保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性。除去了大的片外電容不僅被降低板級(jí)封裝成本，同時(shí)也可降低整個(gè)設(shè)計(jì)的成本，還有利于片內(nèi)集成的設(shè)計(jì)。

1 電路原理
    由于本電源轉(zhuǎn)換器無片外電容，因此設(shè)計(jì)有兩個(gè)主要難題：一是過沖電壓的瞬態(tài)響應(yīng)，二是轉(zhuǎn)換器的穩(wěn)定性問題。為了解決這些問題，本文采用偽密勒電容來提高多級(jí)運(yùn)放的穩(wěn)定性。
1．1 瞬態(tài)響應(yīng)補(bǔ)償
    在無片外電容電壓轉(zhuǎn)換器里，小的片內(nèi)輸出負(fù)載電容Cout就不能作為主極點(diǎn)，因而必須外推到高頻極點(diǎn)。因此，主極點(diǎn)必須在差分運(yùn)放環(huán)路中，同時(shí)瞬態(tài)響應(yīng)信號(hào)必須通過環(huán)路的主極點(diǎn)。圖1所示是線性穩(wěn)壓器和電路結(jié)構(gòu)。圖中，主極點(diǎn)的等效輸入電容為CG(≈CGS+ApassCGD+C1)，差分運(yùn)放的輸出阻抗R可使電流轉(zhuǎn)化為電壓。當(dāng)輸出電流產(chǎn)生階躍時(shí)，只有在經(jīng)過一定的延遲時(shí)間tp之后，柵電壓Vg足夠接近它的穩(wěn)態(tài)電壓時(shí)，功率管才能提供所需的電流。差分運(yùn)放的寄生極點(diǎn)必須外推到高頻(這樣可以降低這些極點(diǎn)對(duì)于時(shí)延的影響)，線性穩(wěn)壓源的速度主要決定于gmerror/CG所影響的傳播延遲時(shí)間tp，其中，gmerror是差分運(yùn)放輸人的小信號(hào)跨導(dǎo)。由于環(huán)路帶寬的限制，由差分運(yùn)放反饋的環(huán)路不能很快的驅(qū)動(dòng)功率管的柵級(jí)，因此，設(shè)計(jì)時(shí)需要一個(gè)環(huán)路來加速功率管柵級(jí)電流的注入。

    圖1中的微分器是一個(gè)輔助的快通路，可以作為補(bǔ)償電路而成為本線性穩(wěn)壓源的核心組成部分。微分器不僅可提供一個(gè)快速瞬態(tài)檢測通路，而且還可作為交流穩(wěn)定性補(bǔ)償。實(shí)際上，可以簡單地把耦合網(wǎng)絡(luò)理解為一個(gè)單位增益電流緩沖器。Cf感應(yīng)的輸出電壓變化可轉(zhuǎn)化為電流信號(hào)if，然后通過耦合網(wǎng)絡(luò)注入到功率管的柵電容。補(bǔ)償電路分離極點(diǎn)，類似于常規(guī)的密勒補(bǔ)償結(jié)構(gòu)，也可以改善環(huán)路的速度。假設(shè)負(fù)載階躍電流為△ILOAD，那么，它將產(chǎn)生一個(gè)輸出電壓紋波△VOUT，同時(shí)Cf流過的電流對(duì)Cg進(jìn)行沖放電，從而改變MP管的漏電流來補(bǔ)償△ILOAD，并最終使Vout回到其穩(wěn)定點(diǎn)。減小輸出紋波所需耦合電容的數(shù)值可以通過分析圖1中的電路得到。假設(shè)流過Rf1和Rf2的電流忽略不計(jì)，那么功率管柵電壓的變化所對(duì)應(yīng)的補(bǔ)償電流為：

   
    對(duì)于一個(gè)電流幅度為0～50 mA，最大輸出紋波電壓為100 mV的線性穩(wěn)壓器來說，假設(shè)Gmp=50 mA／V，CG=5 pF，補(bǔ)償電容Cf為10CG=50 pF；那么，耦合電容的取值就必須保證在無負(fù)載或者最小Gmp時(shí)都能保持最小的輸出紋波。因此，負(fù)載瞬態(tài)工作電流從低到高變化時(shí)，需要更多的耦合電容。
    很明顯，所需的耦合電容太大不利于片內(nèi)集成。所以，需要一種減小Cf大小并保持有效耦合電容的技術(shù)。為了分析電路，圖2給出了一個(gè)簡單的開環(huán)等效電路圖。如果電阻的阻抗相比于電容要小的話，那么流過電容的電流通過電阻RZ將轉(zhuǎn)化為電壓，然后通過Gmf再轉(zhuǎn)化為電流。由偽微分電路構(gòu)成的輔助電路可通過以下方式來提高有效補(bǔ)償電容：
   
    在上述表達(dá)式中，假設(shè)寄生極點(diǎn)1／RzCf位于高頻范圍。Gmf的作用將體現(xiàn)在兩個(gè)方面：第一是Cf可以通過GmfRz來減小其數(shù)量級(jí)，第二是可消除Cf容所引起的前饋通路的影響。

1．2 交流穩(wěn)定性分析
    傳輸函數(shù)可以通過圖2(b)得到。將差分器的寄生極點(diǎn)1／RzCf外推到環(huán)路單位增益帶寬外，同時(shí)忽略其影響，并假設(shè)米勒電容CG=Cgs+Apass-CGD，然后利用標(biāo)準(zhǔn)電路分析模型，即可得到開環(huán)傳輸函數(shù)為：

    上述等式描述了微分器的理想效果和準(zhǔn)米勒補(bǔ)償。通過假設(shè)CfRzGmfR1GmpRout>>CoutRout1+CGR1，可以簡化零極點(diǎn)的位置。從而得到：

        正如我們所希望的，差分器可以分離功率管的輸入極點(diǎn)和輸出極點(diǎn)，但它并不引入右半平面的零點(diǎn)。而高頻耦合回路增益GmfRz則可保證兩個(gè)極點(diǎn)足夠遠(yuǎn)并使得線性穩(wěn)壓源的工作穩(wěn)定。
    圖3所示是一個(gè)完整的小信號(hào)電路模型，該模型將差分器修改為晶體管模型應(yīng)用。它增加了一個(gè)二級(jí)差分運(yùn)放級(jí)GmE。補(bǔ)償電路由微分器(Cf，Rf和Gmf1)和附加跨倒運(yùn)放Gmf2來增加反饋增益，從而得到更大的等效電容Cf,eff(≈Gmf2RfCf)。這個(gè)反饋環(huán)路中還包括反饋電阻Rf1、Rf2及其寄生效應(yīng)。但是，微分器在Vx和Vr點(diǎn)分別引入了寄生極點(diǎn)ωPD1和ωPD2，從而影響了整個(gè)環(huán)路的交流穩(wěn)定性，所以，設(shè)計(jì)時(shí)應(yīng)外推這兩個(gè)寄生極點(diǎn)，以使系統(tǒng)環(huán)路保持穩(wěn)定。

    分析復(fù)雜電路的零極點(diǎn)時(shí)，可先確定主極點(diǎn)為功率管柵極點(diǎn)Vg，其在很低的頻率下。次極點(diǎn)為輸出節(jié)點(diǎn)Vout。其它的寄生零極點(diǎn)包括微分器引入的極點(diǎn)和功率管Cgd引入的零點(diǎn)等。把這些零極點(diǎn)外推到環(huán)路帶寬5~10倍頻以外，可以得到較好的相位裕度。

2 晶體管級(jí)電路設(shè)計(jì)
    晶體管級(jí)電路如圖4所示。圖中，三級(jí)電流鏡運(yùn)算跨導(dǎo)放大器M0-M3和ME構(gòu)成差分運(yùn)放。

    三級(jí)米勒電流跨導(dǎo)運(yùn)算放大器的內(nèi)部節(jié)點(diǎn)為低阻抗，從而將各寄生極點(diǎn)高于環(huán)路單位增益帶寬的部分外推到高頻范圍。將差分運(yùn)放的寄生極點(diǎn)外推到環(huán)路帶寬3倍以上的頻率范圍，可以降低寄生極點(diǎn)對(duì)穩(wěn)壓器的性能影響。微分器可以補(bǔ)償負(fù)載輸出的瞬態(tài)響應(yīng)，其反饋輸入結(jié)點(diǎn)為Mgmfl，是微分轉(zhuǎn)化器的第一級(jí)運(yùn)放，也是非常關(guān)鍵的結(jié)點(diǎn)。一般需要足夠的增益來驅(qū)動(dòng)微分電容，以把產(chǎn)生的極點(diǎn)ωPD1和ωPD2外推到更高的頻率，但是也會(huì)產(chǎn)生很小的寄生電容。因此，在瞬態(tài)響應(yīng)和環(huán)路穩(wěn)定性上的折衷是一個(gè)相當(dāng)困難問題。Rf可在輸出電流瞬態(tài)變化時(shí)，把流過電容Cf的電流轉(zhuǎn)化為電壓，并對(duì)Mf1和Mf2管進(jìn)行直流偏置，另外還可降低微分器的輸入阻抗，從而外推其相關(guān)極點(diǎn)ωPD1至環(huán)路增益帶寬之外。微分轉(zhuǎn)化器可通過晶體管Mf2和M4與差分運(yùn)放結(jié)合起來。以便通過增加補(bǔ)償電容Cf3來提高交流穩(wěn)定性，利用Cf3的米勒效應(yīng)可以把微分器的輸入極點(diǎn)外推的更高頻率范圍。

   設(shè)計(jì)可從輸出壓降VDROP和最大負(fù)載電流開始，并由此定義功率管的參數(shù)，再定義微分器參數(shù)，然后確定差分運(yùn)放的參數(shù)，最后選擇補(bǔ)償電容Cf3。圖5給出了三種負(fù)載條件下的電路Spice仿真結(jié)果，在溫度-25度到75度范圍內(nèi)，無偏外電容線性穩(wěn)壓器的環(huán)路增益帶寬大于1MHz條件下，其相位裕度可超過50度。而對(duì)于較小的負(fù)載電容．環(huán)路的單位增益帶寬與電路的穩(wěn)定性都將得到提高。

3 仿真結(jié)果分析
    整個(gè)LDO的設(shè)計(jì)可采用SMIC 0．13μm CMOS工藝實(shí)現(xiàn)。面積為0．22 mm2，靜態(tài)電流為300μA，片內(nèi)電容為100 pF，版圖的大部分面積為片內(nèi)電容和功率管。在負(fù)載瞬態(tài)電流從0～50 mA變化，且電流上升下降時(shí)間為1 μs的條件下，就會(huì)出現(xiàn)圖6所示的仿真結(jié)果。

    由圖6可見，當(dāng)負(fù)載電流從0～50 mA瞬態(tài)變化時(shí)，輸出電壓紋波分別為84 mV和59mV，鎖定時(shí)間大約為4μs。當(dāng)負(fù)載電流從10~50 mA瞬態(tài)變化時(shí)，輸出紋波小于20 mV。穩(wěn)壓器的開啟時(shí)間小于1O μs。而在負(fù)載為電流為10 mA，電源上加輸入正弦信號(hào)時(shí)，其線性穩(wěn)壓器的電源抑制比(PSRR)為100 kHz頻率下為－50 dB，在1 kHz頻率下為－53 dB。

4 結(jié)束語
    仿真結(jié)果表明，本文所提的無片外電容線性穩(wěn)壓器在犧牲了一部分靜態(tài)功耗的情況下，可在同類產(chǎn)品中表現(xiàn)出良好的瞬態(tài)響應(yīng)和穩(wěn)定性，且其片內(nèi)電容可以隨著負(fù)載電容的增大而減小。因此，在保證環(huán)路穩(wěn)定性的條件下，負(fù)載電容可以在一個(gè)較大范圍內(nèi)變化。本文所提出的無片外電容線性穩(wěn)壓器可以簡化和降低測試板和封裝的設(shè)計(jì)與成本。故可廣泛應(yīng)用于片上系統(tǒng)的設(shè)計(jì)。