摘要：針對(duì)跳頻通信系統(tǒng)有固有噪聲的特點(diǎn)，結(jié)合DDS+DPLL高分辨率、高頻率捷變速度的優(yōu)點(diǎn)，并采用Altera公司的Quartus-Ⅱ_10．1軟件進(jìn)行設(shè)計(jì)綜合，提出了一種新型的跳頻信號(hào)源。結(jié)果表明，該設(shè)計(jì)中DPLL時(shí)鐘可達(dá)到120 MHz，性能較高，而僅使用了30個(gè)LUT和18個(gè)觸發(fā)器，占用資源很少。
關(guān)鍵詞：數(shù)字鑒相器；濾波器；數(shù)控振蕩器；DPLL
0 引言
軍事通信中，常采用跳頻技術(shù)來實(shí)現(xiàn)通信信息的保密和抗干擾，尤其是應(yīng)用在通信系統(tǒng)中抗跟蹤式干擾方面，它是電子對(duì)抗中非常重要的一個(gè)研究課題。
最初的頻率綜合器全由模擬電路實(shí)現(xiàn)，由于模擬電路存在溫度漂移、電網(wǎng)電壓等缺點(diǎn)，給系統(tǒng)的同步帶來困難。隨著大規(guī)模、超大規(guī)模數(shù)字集成電路的發(fā)展，在部分應(yīng)用領(lǐng)域，數(shù)字頻率綜合器逐漸取代了模擬頻率綜合器。近年來隨著FPGA和CPLD技術(shù)的迅猛發(fā)展，數(shù)字頻率綜合器的實(shí)現(xiàn)方式和工作速度都到了本質(zhì)的改進(jìn)和提高，可以說數(shù)字頻率綜合器是隨著FPGA的發(fā)展而發(fā)展起來的。
1 各個(gè)功能模塊的組成原理與實(shí)現(xiàn)
1．1 數(shù)字鑒相器
在數(shù)字鑒相器(異或門鑒相器)中，首先將輸入信號(hào)與本地估算信號(hào)進(jìn)行比較(其中，輸入clock_in基準(zhǔn)頻率與clk2反饋回來的頻率相同，只存在相位差)，從而得到一個(gè)表明相位誤差的脈沖輸出，實(shí)際上就是一個(gè)異或門。系統(tǒng)框圖如圖1所示，仿真結(jié)果如圖2所示。
從仿真波形中可以看出：當(dāng)系統(tǒng)對(duì)頻率進(jìn)行鎖定的過程中，使可變模計(jì)數(shù)器產(chǎn)生增脈沖(carry)和減脈沖(borrow)信號(hào)，鑒相器輸出(xor _out)的是一個(gè)逐漸趨于占空比為50％的方波，從而使輸入基準(zhǔn)頻率與反饋頻率鎖定在一個(gè)固定的相位上。
1．2 徘徊濾波器
徘徊濾波器的作用是平滑鑒相器帶來的相位抖動(dòng)，選用雙向計(jì)數(shù)器來實(shí)現(xiàn)該功能，其RTL系統(tǒng)構(gòu)架如圖3所示。在PLL工作過程中，環(huán)路鎖定時(shí)，異或門鑒相器的輸出XOR_OUT是一個(gè)占空比為50％的方波。因?yàn)樵贒PLL的基本結(jié)構(gòu)中，K變?？赡嬗?jì)數(shù)器始終起作用。因此當(dāng)環(huán)路鎖定后，如果模數(shù)K取值較小，K變模可逆計(jì)數(shù)器會(huì)頻繁地周期性輸出進(jìn)位脈沖信號(hào)CARRY和借位脈沖信號(hào)BORROW，從而在脈沖加減電路中產(chǎn)生周期性的脈沖加入和扣除動(dòng)作，這樣就在脈沖加減電路的輸出信號(hào)XOR_OUT中產(chǎn)生了周期性的誤差，稱為“紋波”；如果模數(shù)K取值足夠大(對(duì)于異或門鑒相器，K應(yīng)大于M／4)，則這種“紋波”誤差通過除N計(jì)數(shù)器后，可以減少到N個(gè)周期出現(xiàn)一次。也就是說K變?？赡嬗?jì)數(shù)器的進(jìn)位脈沖信號(hào)CARRY和借位脈沖信號(hào)BORROW的周期是N個(gè)參考時(shí)鐘周期。只有當(dāng)本地枯算信號(hào)與輸入信號(hào)的相位誤差在同一極性持續(xù)增加時(shí)，計(jì)數(shù)器會(huì)朝一個(gè)方向計(jì)數(shù)，直到有進(jìn)位或借位脈沖輸出。該脈沖即是數(shù)控振蕩器的控制信號(hào)，用以控制數(shù)控振蕩器輸出的本地估算脈沖的頻率與相位。由此可見，由于徘徊濾波器的作用，使得鎖相環(huán)只有在本地估算信號(hào)與輸入數(shù)字的相位有一定的誤差時(shí)，才進(jìn)行調(diào)整，以達(dá)到平滑噪聲干擾帶來的相位抖動(dòng)的目的。
若系統(tǒng)失鎖，如圖4所示，則異或門鑒相器(xor_out)輸出的不是一個(gè)占空比固定的周期信號(hào)。從而使反饋的信號(hào)(clock_back)無法跟蹤輸入的基準(zhǔn)信號(hào)(clock_in)，即無法形成一個(gè)固定的相位差。
1．3 數(shù)控振蕩器DCO
脈沖加減電路完成環(huán)路的頻率和相位調(diào)整，可以稱之為數(shù)控振蕩器(相位控制器)，其RTL構(gòu)架如圖5所示。當(dāng)沒有進(jìn)位／借位脈沖信號(hào)時(shí)，它把外部參考時(shí)鐘進(jìn)行2分頻；當(dāng)有進(jìn)位脈沖信號(hào)CARRY時(shí)，則在輸出的2分頻信號(hào)中插入半個(gè)脈沖，以提高輸出信號(hào)的頻率；當(dāng)有借位脈沖信號(hào)BORROW時(shí)，則在輸出的2分頻信號(hào)中減去半個(gè)脈沖，以降低輸出信號(hào)的頻率。這樣就達(dá)到了調(diào)整本地時(shí)鐘的相位，并使其跟蹤鎖定在輸入信號(hào)相位上的目的。
當(dāng)carry=0和borrow=O時(shí)，輸出為系統(tǒng)時(shí)鐘的2分頻(clk2為輸出；clock_sys位系統(tǒng)時(shí)鐘)，如圖6所示。
當(dāng)carry=1且borrow=0時(shí)，輸出為在系統(tǒng)2分頻的基礎(chǔ)上加上一個(gè)系統(tǒng)周期(clk2為輸出；clock_sys位系統(tǒng)時(shí)鐘)，如圖7所示。
1．4 N分頻器
分頻數(shù)N為鎖相環(huán)的一個(gè)重要參數(shù)，它與鎖相環(huán)的最大相位誤差θ及同步建立時(shí)間t滿足如下關(guān)系：
θ=2π/N，t=TN
式中：T為輸入信號(hào)的周期。
可見，為了取得較小的相位誤差，N的取值變大，相對(duì)的鎖相環(huán)的建立時(shí)間也就變長(zhǎng)。所以對(duì)于這兩個(gè)指標(biāo)而言，N的取值是矛盾的，為了達(dá)到較好鎖相效果，需對(duì)N取一個(gè)中間值。在該設(shè)計(jì)中N取值為32，由仿真圖可知，此時(shí)同步建立時(shí)間大概為18 μs，而相位誤差為π／16。另外，徘徊濾波器中，雙向計(jì)數(shù)器的計(jì)數(shù)峰值Q也對(duì)同步建立時(shí)間有直接影響。當(dāng)計(jì)數(shù)頻率和相差不變時(shí)，Q越大，則計(jì)數(shù)器達(dá)到滿值所需時(shí)間越長(zhǎng)，同步建立時(shí)間也就越長(zhǎng)；反之亦然?？梢奞與建立時(shí)間t成反比，在該設(shè)計(jì)中Q取18。
clk2，carry，borrow，oxr_out為測(cè)試端口；dIv_elk_out為分頻值小于divider_n的一個(gè)分頻器；從而輸出一個(gè)高于基準(zhǔn)輸入頻率的信號(hào)，并對(duì)輸入的基準(zhǔn)頻率進(jìn)行倍頻，如圖8所示。
2 DPLL的FPGA實(shí)現(xiàn)
下面給出詳細(xì)描述DPLL的工作過程：
(1)當(dāng)環(huán)路失鎖時(shí)，異或門鑒相器比較輸入信號(hào)(clock_in)和反饋信號(hào)(clock_back)之間的相位差異，產(chǎn)生K變?？赡嬗?jì)數(shù)器的計(jì)數(shù)方向控制信號(hào)(xor_out)。
(2)K變?？赡嬗?jì)數(shù)器根據(jù)計(jì)數(shù)方向控制信號(hào)(xor_out)調(diào)整計(jì)數(shù)值。xor_out為高進(jìn)行加計(jì)數(shù)，并當(dāng)計(jì)數(shù)值到達(dá)預(yù)設(shè)的K值時(shí)，輸出進(jìn)位脈沖信號(hào)(carry)；為低進(jìn)行加計(jì)數(shù)，并當(dāng)計(jì)數(shù)值達(dá)到0時(shí)，輸出借位脈沖信號(hào)(borrow)。
(3)脈沖加減電路則根據(jù)進(jìn)位脈沖信號(hào)(carry)和借位脈沖信號(hào)(borrow)在電路輸出信號(hào)(clk2)中進(jìn)行脈沖的增加和扣除操作，來調(diào)整clk2信號(hào)的頻率，以實(shí)現(xiàn)clock_back信號(hào)對(duì)clock_in信號(hào)的相位跟蹤。
(4)重復(fù)上面的調(diào)整過程，當(dāng)環(huán)路進(jìn)入鎖定狀態(tài)時(shí)，異或門鑒相器的輸出xor_out為一占空比50％的方波，而K變模可逆計(jì)數(shù)器則周期性地產(chǎn)生進(jìn)位脈沖輸出CARRY和借位脈沖輸出BORROW，導(dǎo)致脈沖加減電路的輸出IDOUT周期性地加入和扣除半個(gè)脈沖。
失鎖狀態(tài)如圖9所示。當(dāng)輸入的基準(zhǔn)頻偏離PLL系統(tǒng)的中心頻率合適時(shí)，系統(tǒng)將實(shí)現(xiàn)相位的鎖定，如圖10所示，且鎖定之后可形成固定的相位差。
利用ALTERA自帶的SignalTapⅡ進(jìn)行在線調(diào)試如圖11所示，調(diào)試后照片如圖12所示。其中參數(shù)為：PLL系統(tǒng)的環(huán)路中心頻率為24 414 Hz；單片機(jī)產(chǎn)生輸入鑒相頻率為24 348 Hz；分頻器N值為1 024；可變模計(jì)數(shù)器K值為600；系統(tǒng)輸出頻率為：24 408～24 418Hz(數(shù)碼管顯示)。
在PLL的基礎(chǔ)上加入頻率檢測(cè)模塊，如圖13所示。圖中：Clk_ref_in為輸入鑒相頻率；Clk_sys為系統(tǒng)工作頻率；Reset為系統(tǒng)復(fù)位信號(hào)(低電平有效)；Seg[7：0]為數(shù)碼管段選輸出；Dig[7：0]為數(shù)碼管位選輸出；Clock_out為系統(tǒng)輸出信號(hào)(此系統(tǒng)中沒有實(shí)現(xiàn)倍頻)。
從圖中可以看出：鑒相器輸出了一個(gè)占空比固定的周期信號(hào)，并且實(shí)現(xiàn)了較為精確的相位鎖定。
設(shè)計(jì)中反饋分頻器和環(huán)路濾波器是系統(tǒng)能否成功鎖相的關(guān)鍵。輸入的鑒相頻率應(yīng)該盡可能的滿足：
clk_in=clk_sys／(2N)
式中：N為系統(tǒng)反饋環(huán)路的分頻值。環(huán)路濾波器和可變模計(jì)數(shù)器應(yīng)該滿足關(guān)系式：
K>N／4
即濾波寬度至少大于相位鎖定之后異或門輸出近似50％方波的高電平寬度，如圖14所示。
3 結(jié)論
本文主要研究了一種基于FPAG、自頂向下、模塊化、用于頻率綜合器的全數(shù)字鎖相環(huán)設(shè)計(jì)方法。應(yīng)用Verilog硬件描述語言使設(shè)計(jì)更加靈活，不僅縮短了設(shè)計(jì)周期，而且可實(shí)現(xiàn)復(fù)雜的數(shù)字電路系統(tǒng)。該設(shè)計(jì)中的一階DPLL使用Quartus-Ⅱ_10．1軟件進(jìn)行設(shè)計(jì)綜合，采用Quartus的Cyclone-Ⅱ系列的EP2C8Q208C8 FPGA器件實(shí)現(xiàn)，并使用ModelSim 6．6C軟件進(jìn)行仿真。經(jīng)仿真測(cè)試，該P(yáng)LL具有鎖定相位時(shí)間短，鎖定后相位穩(wěn)定的特點(diǎn)，最大偏差不超過10％，已給出測(cè)試圖片，從而驗(yàn)證了設(shè)計(jì)的正確性。