1 引言

高頻開關(guān)技術(shù)的發(fā)展，使工頻變壓器從許多領(lǐng)域中退了出來，但是在需要隔離的不間斷電源、數(shù)碼線性功率放大器、要求輸出低頻正弦波的DC/AC變換器等許多領(lǐng)域中，為了隔離或變換電壓的需要，不得不保留了低頻變壓器。為了克服低頻變壓器笨重、體積大等缺點，隨著高頻開關(guān)技術(shù)的不斷成熟，使去掉低頻變壓器成為可能。圖1所示為一種比較典型的電路結(jié)構(gòu)[1][2]。

圖1典型高頻逆變電路結(jié)構(gòu)

由圖1可知，該電路結(jié)構(gòu)中兩次使用了逆變器，一次是為了獲得高頻，以便利用高頻變壓器進行變壓和隔離，第二次是為了獲得工頻正弦交流電壓。由于多用了一級功率逆變器，因此增加了功率損耗。本文提出了一種新型的用高頻變壓器傳遞低頻功率的方法，可以直接利用高頻變壓器同時完成變壓、隔離、傳遞功率的任務(wù)，不需要增加一級功率逆變器。從而簡化了結(jié)構(gòu)，減小了體積和重量，提高了效率，為實現(xiàn)電力電子設(shè)備的高頻、高效、高功率密度創(chuàng)造了條件。該電路結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2 帶逐個脈沖磁復(fù)位的逆變器電路結(jié)構(gòu)

2 電路工作原理

2.1 系統(tǒng)組成

如圖3所示，該系統(tǒng)由雙組合式單端反激變換器、雙向高頻整流器、高頻濾波和控制部分組成。雙組合式單端反激變換器實質(zhì)上是共用一個變壓器磁芯和副邊的兩個單端反激變換器，在控制信號vc的正負半周分別受vg1、vg2的控制進行斬波運行，完成變壓、隔離、傳遞功率的任務(wù)。雙向高頻整流器用兩個場效應(yīng)管代替一般的反激變換器中副邊的二極管。兩個場效應(yīng)管分別受vg3、vg4的控制在低頻信號的正負半周分時導(dǎo)通，并相互與對方體內(nèi)的寄生二極管構(gòu)成通路實現(xiàn)雙向高頻整流。雙向高頻整流后得到一列雙向脈沖，該列脈沖的包絡(luò)線與控制信號vc波形相似，頻率相同，幅度不同，經(jīng)高頻濾波后，得到與vc同頻率的輸出電壓?？刂撇糠之a(chǎn)生與低頻控制信號vc同頻率的，相位互差（Tc為vc波形的周期）的雙列單極性SPWM高頻脈沖vg1、vg2和雙列低頻開關(guān)脈沖vg3、vg4，分別控制雙組合式單端反激變換器和雙向高頻整流器，并通過輸出電壓實時反饋方式，改變SPWM高頻脈沖列的調(diào)幅深度ma來實現(xiàn)變換器對輸出電壓的調(diào)節(jié)。

圖3 系統(tǒng)組成框圖

2.2 控制部分工作原理

控制原理框圖及各點電壓波形如圖4所示。vc為待傳遞放大的低頻調(diào)制信號（如50Hz正弦波信號），vt為單極性等腰三角形高頻載波信號（如20kHz高頻三角波）。為實現(xiàn)vg1～vg4各點波形，采用以下控制策略。

圖4 控制原理框圖及各點電壓波形圖 

1）把低頻調(diào)制信號vc與高頻載波三角波信號vt相比較，得到與vc同頻率的單極性SPWM信號vg1；

2）把低頻調(diào)制信號vc經(jīng)過零比較器比較，得到與vc同頻率的低頻開關(guān)脈沖信號vg3；

3）把低頻信號vc反相得到與vc同頻率的調(diào)制信號－vc，再用－vc與載波信號vt相比較，得到與vg1同頻率的相位差的單極性SPWM信號vg2；

4）把調(diào)制信號－vc經(jīng)過零比較器比較，得到與vg3同頻率的相位差的低頻開關(guān)脈沖信號vg4。

2.3 主電路拓撲

圖5所示為傳統(tǒng)的帶復(fù)位繞組的單端反激變換器，復(fù)位繞組N2的匝數(shù)等于繞組N1的匝數(shù)。當(dāng)開關(guān)管V導(dǎo)通時，D3反向阻斷，變壓器儲能。在V關(guān)斷時，D3導(dǎo)通，變壓器的儲能向負載Zl及濾波電容Cf輸出；D2導(dǎo)通，N2作為復(fù)位繞組將變換器的漏感儲能回饋到電源U中，并箝位V上的Uds為2U。

圖5 帶復(fù)位繞組的單端反激變換器

圖6所示為新型DC/AC功率傳輸電路拓撲結(jié)構(gòu)。N1、V1、N3組成一單端反激變換器，它與由N2、V2、N3組成的另一單端反激變換器構(gòu)成雙組合式單端反激變換器，并在控制信號周期的正負半周受vg1、vg2高頻SPWM脈沖的控制分別斬波導(dǎo)通。V3、V4組成雙向高頻整流器，在控制信號周期的正負半周分時導(dǎo)通，并相互與對方體內(nèi)寄生的并聯(lián)二極管構(gòu)成整流電路。

圖6 新型DC/AC功率傳輸電路拓撲

電路處于低頻AC正半周時（vg1～vg4信號波形參見圖4），vg2=0，V2處于關(guān)斷狀態(tài)，vg3為高電平，V3處于導(dǎo)通狀態(tài)。在高頻脈沖周期內(nèi)，當(dāng)vg1高電平加到V1門極上時，其等效電路如圖7(a)所示。變壓器原邊，V1隨門極施加的高電平導(dǎo)通，電源U、繞組N1和功率開關(guān)管V1形成回路。而在變換器副邊，繞組N3的極性為上負下正。V3隨vg3為高電平而開通。V4隨vg4=0而關(guān)斷，其體內(nèi)寄生二極管反向關(guān)斷。副邊沒有形成電流回路，無電流流過。變壓器處于能量儲存階段。因此，電流i1=t線性增加，直至I1p=ton，變壓器磁芯儲能也增至（其中L1為繞組N1的電感量）。

圖7 等效電路圖

當(dāng)V1隨vg1=0而關(guān)斷時，其等效電路如圖7(b)所示。變壓器原邊，由于V1關(guān)斷，漏感儲能引起較大反壓加在V1兩端，由于N1的匝數(shù)等于N2的匝數(shù)，當(dāng)UN2=U時，V2的體內(nèi)寄生二極管D2導(dǎo)通,箝位V1上的Uds為2U。N2此時作為復(fù)位繞組與D2構(gòu)成通路，將變壓器中的漏感儲能回饋到電源U中；變壓器副邊，繞組N3此時的電壓極性為上正下負，N3、V3、Cf、Zl和V4的體內(nèi)寄生二極管D4形成回路。此時由D4承擔(dān)高頻整流任務(wù)，得到一高頻直流脈沖，經(jīng)Cf濾波后，向負載Zl輸出低頻電功率，完成該單個脈沖內(nèi)變換器的能量傳遞。

由SPWM調(diào)制原理可知，當(dāng)頻率調(diào)制比mf=足夠大時，可忽略系統(tǒng)相移，在高頻濾波電容Cf上，得到輸出電壓vo=Vosinω1t與vc同頻同相。

2.4 磁復(fù)位技術(shù)的要求

在高頻變壓器原邊，當(dāng)V1或V2接收SPWM脈沖列導(dǎo)通時，由于調(diào)制的頻率很低，遠遠小于高頻載波的頻率，在低頻調(diào)制信號的正半周或負半周內(nèi)，施加在變壓器繞組上的是同一方向的電壓，變壓器磁芯中的磁通將級進地逐漸增加，最終導(dǎo)致磁芯飽和，造成偏磁或單向磁化，導(dǎo)致很大的磁化電流而使電路無法正常工作。本文提出逐個脈沖磁復(fù)位技術(shù)，就是在每個高頻脈沖之后及時采取措施，使每一個高頻脈沖引起的磁通增加都回復(fù)到零，從而避免磁芯飽和。三角形法生成單極性SPWM波如圖8所示（以控制信號為低頻AC為例）。圖中控制信號電壓（調(diào)制波）vc=Vsinsinω1t（式中：ω1=2πf1，f1為逆變器輸出電壓要求的基波頻率，也為調(diào)制頻率；Vsin為控制信號電壓的峰值），vt為等腰三角形載波電壓，Vtri為載波電壓的峰值，載波頻率為fs，周期為=Ts。則幅度調(diào)制比ma=，頻率調(diào)制比mf=。

當(dāng)fsf1、mf為偶數(shù)，且vc與vt起始相位相等時，vt、vc的波形有如圖8所示的關(guān)系，以下就這種情況進行討論。

圖8 三角形法生成SPWM波

從時間tn－1到tn是vt的第n個載波周期

tn－1=(n－1)Ts

tn=nTs其頂點=(n－)Ts

故有等腰三角波vt的兩段直線方程：當(dāng)(n－1)Ts

vt1=2Vtrifs[t－(n－1)Ts]當(dāng)(n－)Ts

vt2=－2Vtrifs(t－nTs)

設(shè)vt1、vt2與vc的交點分別在t=t1和t=t2，則

Vsinsinω1t1=2Vtrifs[t1－(n－1)Ts]（1）

Vsinsinω1t2=－2Vtrifs[t2－nTs]（2）

由式（1）、式（2）可以得到Doff=1－masin（3）Don=masin（4）

式中：Doff=為斷開占空比，toff=t2－t1為斷開時間；Don=為接通占空比。

式（4）表明，在幅度調(diào)制比ma保持恒定時，SPWM高頻脈沖的占空比Don以基波頻率（調(diào)制頻率）且無相位差地按正弦規(guī)律變化。欲使磁芯復(fù)位，由變壓器磁芯的伏秒平衡規(guī)律要求有（忽略管壓降）[3]

VccDonvoDoff(5)

式中：Vcc為加在變壓器原邊繞組上的輸入直流電壓；

vo為變壓器副邊輸出電壓。

以式（3）、式（4）及vo=Vosinω1t代入式（5）得

ma(6)由式（4）知，當(dāng)sin=1時，該脈沖具有此SPWM脈沖列中最大的占空比Don，若此時Doff滿足磁復(fù)位要求，則該列SPWM脈沖均滿足逐個脈沖磁復(fù)位要求。因此，由式(6)知當(dāng)ma=(7)時變壓器磁芯就可實現(xiàn)逐個脈沖磁復(fù)位。

3 試驗及仿真結(jié)果

為驗證本電路原理，作了以下仿真和試驗：輸入直流電壓36V；輸出交流電壓為24V；變壓器變比為1:1；低頻信號為50Hz正弦波；載波信號15kHz三角波；幅度調(diào)制比ma=0.5；功率開關(guān)管采用IRF460；開關(guān)頻率15kHz；輸出端高頻濾波電容Cf=5μF；負載Zl=200Ω。

圖9、圖10為PSPICE仿真結(jié)果。

此時電路最大占空比為0.5，當(dāng)V1關(guān)斷，V2體內(nèi)的二極管D2開通，與N2形成通路，有電流Id(V2)，完成漏感儲能的回饋，并鉗位Vds(V1)至2U。在低頻正半周單個高電平脈沖加在開關(guān)管V1上時，其電流Id(V1)從零電流開始上升，且波形平滑，說明變壓器磁芯磁通已回復(fù)到零，且激磁電流未達到飽和電流。

圖9 V1、V2功率管上電壓波形

圖10 V1、V2功率管上電流波形

按照與仿真相同的參數(shù)作實驗有圖11所示輸出電壓波形。

圖11 實驗輸出電壓波形

4 結(jié)語

提出了一種新穎的DC/AC功率傳輸電路拓撲，介紹了它的工作原理，并對高頻變壓器實現(xiàn)逐個脈沖磁復(fù)位的要求進行了數(shù)學(xué)證明。試驗和仿真結(jié)果證明這種電路拓撲能較好地完成對低頻功率的傳遞、放大，具有結(jié)構(gòu)簡單、體積小、重量輕等優(yōu)點，可廣泛應(yīng)用于UPS、航空電源、正弦波逆變器、數(shù)碼線性功率放大器等工程技術(shù)領(lǐng)域。