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基于Flyboost模塊的新型單級功率因數(shù)校正變換器

李廣全，王志強(qiáng)，張梅

摘要： 提出了一種新型的功率因數(shù)校正模塊（flyboost模塊），它具有兩種工作狀態(tài)（反激變換器狀態(tài)和Boost電感狀態(tài)）。基于這種PFC模塊，得到了一種新型的單級PFC變換器，實(shí)驗(yàn)證明這種變換器不僅可以得到很高的功率因數(shù)，而且可以顯著提高變換器的效率并自動限制中間儲能電容上的電壓。

關(guān)鍵詞： 電源管理單級功率因數(shù)校正；Flyboost模塊；效率

Abstract：

Key words :

　　1引言

近年來，提出了很多單級功率因數(shù)校正（PFC）變換器[1－2]。然而，這些變換器存在著不少缺點(diǎn)，如低效率，不適用于大功率應(yīng)用，儲能電容電壓變化大等。這些缺點(diǎn)都限制了單級PFC變換器的應(yīng)用。

一般的單級PFC變換器都是由Boost電感和DC/DC變換器組成，通過控制Boost電感工作在不連續(xù)導(dǎo)電模式，可以使得輸入電流自動跟隨輸入電壓，從而實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正。

然而，無論是兩級PFC變換器還是通常的Boost電感型單級PFC變換器，輸入功率都是先經(jīng)過中間儲能電容然后再經(jīng)過DC/DC變換器輸出，這樣，從輸入到輸出，功率經(jīng)過兩級變換。

本文提出了直接功率變換的概念，基于這種概念，提出了一種新型的單級功率因數(shù)校正AC/DC變換器。實(shí)驗(yàn)證明，這種新型的變換器不僅具有很高的功率因數(shù)，而且能夠顯著提高變換器的效率并自動限制中間儲能電容上的電壓。

(a)典型變換器功率流向(b)帶直接功率變換模塊的變換器功率流向

圖1變換器的功率流向圖

2直接功率變換的概念

在如圖1（a）所示的典型功率因數(shù)校正AC/DC變換器中，包含了兩個功率模塊，即PFC模塊和DC/DC模塊。首先，脈動的輸入交流功率經(jīng)過PFC模塊輸入到儲能電容上，然后經(jīng)過DC/DC變換器，得到穩(wěn)定的直流輸出。如果PFC模塊和DC/DC變換器模塊的效率分別是η1和η2，那么，AC/DC變換器的總效率η為η=η1·η2（1）

實(shí)際上，希望得到穩(wěn)定的直流輸出并不需要經(jīng)過兩次功率變換。我們可以讓一部分交流功率只經(jīng)過一次功率變換就到達(dá)直流輸出端；而其余部分輸入功率則經(jīng)過兩次功率變換。這樣，既可以得到高效率，又可以獲得穩(wěn)定的直流輸出[3,5]，如圖1（b）所示。

如果m表示能量的直接變換部分，那么（1－m）則是間接變換的能量，則

Po=Pinη1m＋Pinη1η2(1－m)（2）

η=η1m＋η1η2(1－m)=η1η2＋mη1(1－η2)（3）

所以，具有直接功率轉(zhuǎn)換的變換器的效率比原來提高了mη1（1－η2）。

3直接功率變換及功率因數(shù)校正模塊

設(shè)工頻交流經(jīng)過全波整流后加在反激變換器上的電壓為Vin，輸入電流為i1，變壓器的變比為n:1，輸出電壓為Vo，輸出電流為io，Re表示等效輸入無損電阻。

在一定占空比下，當(dāng)反激變換器(flyback)工作在不連續(xù)導(dǎo)電模式（DCM）下，輸入電流i1為三角波，其平均值近似為正弦波。另外，對輸入而言，反激變換器可等效為一個受占空比D控制的無損電阻[4]，等效電路如圖2所示。

31等效輸入電阻Re

在一個開關(guān)周期Ts內(nèi)，Vin近似不變，反激變換器原副邊電流為i1，io呈三角波。

[0－DTs]期間i1以斜率Vin/n2L線形增大（L為變壓器副邊的電感值）。

[DTs－（D＋D2）Ts]期間副邊電流io以斜率－Vo/L減小，D2Ts為輸出整流管導(dǎo)通時間。

顯然原邊峰值電流ip為ip=(4)

輸入平均電流i1(avg)為i1(avg)=i1dt=··DTs=ipD==(5)從而得到Re=(6)

3.2平均輸出電流和輸出功率

副邊峰值電流為ip′，則平均輸出電流i0(avg)為i0(avg)=i0dt==（7）

根據(jù)伏秒積平衡VinDTs=nVoD2Ts得

D2=VinD/nVo(8)

將式（8）代入式（7）中，得到

i0(avg)=DVinip′/2nVo

=D2Vin2Ts/2n2LVo=Vin2/VoRe(9)

所以，輸出平均功率為

Po=Vo·io(avg)=Vin2/Re=Pin(10)

上述分析說明：

1）輸出功率=輸入功率，沒有功率損耗,實(shí)現(xiàn)直接功率傳遞的概念；

2）在式(5)中，Vin=|Vpeak·sinωt|，可知輸入平均電流滿足正弦規(guī)律，實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正。

盡管工作在DCM的反激變壓器具有以上優(yōu)點(diǎn)，但是，它同時也存在不少缺點(diǎn)，例如，由式(9)可知，輸出電流中含有很大的二倍工頻的紋波。

4基于Flyboost模塊的單級功率因數(shù)校正

AC/DC變換器

在反激變壓器的基礎(chǔ)上，本文提出了一種新型的單級PFC變換器，即基于Flyboost模塊的單級PFC變換器，如圖3所示。

當(dāng)工作在不連續(xù)導(dǎo)電模式（DCM）下，F(xiàn)lyboost模塊的工作狀態(tài)可以概括為兩種狀態(tài)，即反激變壓器狀態(tài)和Boost電感狀態(tài)，兩個工作狀態(tài)的工作波形如圖4所示。

1)反激變壓器狀態(tài)當(dāng)|Vin(t)|<(Vc1－nVo)(式中Vin(t)表示交流輸入電壓瞬時值，Vc1表示中間儲能電容電壓，n表示T1的變比）。T1可以看作一般的反激變壓器。在一個開關(guān)周期內(nèi)，當(dāng)S1開通時，T1經(jīng)D5充電，儲存能量；當(dāng)S1關(guān)斷時，由于|Vin(t)|<(Vc1－nVc)，D6不能導(dǎo)通，儲存在T1中的能量全部傳遞到輸出端。

圖2工作于DCM模式的反激變壓器

圖3帶Flyboost模塊的單級PFC變換器

圖4Flyboost模塊兩種工作狀態(tài)示意圖

(a)兩種工作狀態(tài)

(b)反激變壓器狀態(tài)(c)Boost電感狀態(tài)

在這種狀態(tài)時，經(jīng)過整流橋后的輸入電iin流是一個直角三角波，如圖4所示。平均輸入電流可表示為Iin(avg)=·D2·Ts(11)

式中：L1為T1初級繞組的電感值。

2）Boost電感狀態(tài)當(dāng)|Vin(t)|>(Vc1－nVo)時，T1相當(dāng)于一個Boost電感。在一個開關(guān)周期內(nèi)，當(dāng)S1開通時，L1經(jīng)D5充電儲能；當(dāng)S1關(guān)斷時，由于|Vin(t)|>(Vc1－nVo)，D6導(dǎo)通，儲存在L1上的能量向C1放電，其工作方式與一般的Boost電感型單級PFC變換器一樣。

在這種狀態(tài)時，平均輸入電流可表示為Iin(avg)=（12）

由式（11）（12）可知，無論Flyboost模塊處于反激變壓器狀態(tài)或者Boost電感狀態(tài)，變換器都能實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正。

另外，這種新型的單級PFC變換器還具有一般單級PFC變換器所沒有的優(yōu)點(diǎn)：

1）高效率因?yàn)楫?dāng)Flyboost模塊工作在反激變壓器狀態(tài)時，相當(dāng)于一個無損電阻，所以會獲得比一般單級PFC變換器高的效率；

2）自動限制中間儲能電容C1上的電壓因?yàn)?，?dāng)Flyboost模塊處于反激變壓器狀態(tài)時，反激變壓器副邊反饋到原邊的電壓加上輸入電壓之和為（|Vin(t)|＋Vo·n），只有當(dāng)它大于Vc1時，C1才會被充電，此時Flyboost模塊進(jìn)入Boost電感狀態(tài)，所以，C1的電壓最終被箝位在(Vin(peak)＋Vo·n)；

3）輸出電流紋波很小如前所述，普通的反激變壓器PFC模塊得到的輸出電流含有很大的二倍工頻紋波，但是，在這種新型變換器中，變換器的輸出由Flyboost模塊和DC/DC級的正激變換器共同調(diào)節(jié)，可以獲得穩(wěn)定的低紋波輸出。

5實(shí)驗(yàn)結(jié)果

根據(jù)圖3建立了單級PFC變換器實(shí)驗(yàn)電路，設(shè)計參數(shù)為：AC輸入170～230V；DC輸出16V/7.5A；開關(guān)頻率120kHz；L1=54.02μH；n=4.75。Flyboost模塊兩種工作狀態(tài)的電流波形如圖5（a）所示。在兩種狀態(tài)的轉(zhuǎn)換中，由于副邊電壓的反饋?zhàn)饔?，C1的電壓自動箝位在Vin(peak)＋Vo·n。實(shí)驗(yàn)證明，當(dāng)輸入為AC220V時，C1的電壓箝位在387V（220×＋16×4.75=387）。