1 引言
為了減少對(duì)交流電網(wǎng)的諧波污染，國(guó)際上推出了一些限制電流諧波的標(biāo)準(zhǔn)，如IEC1000-3-2，它要求開(kāi)關(guān)電源必須采取措施降低電流諧波含量。
為了使輸入電流諧波滿足要求，必須加入功率因數(shù)校正（PFC）。目前應(yīng)用得最廣泛的是PFC級(jí)＋DC/DC級(jí)的兩級(jí)方案，它們有各自的開(kāi)關(guān)器件和控制電路。這種方案能夠獲得很好的性能，但它的缺點(diǎn)是電路復(fù)雜，成本也高。
近年來(lái)，提出了很多單級(jí)功率因數(shù)校正AC/DC變換器[1－3]，特別是在小功率應(yīng)用場(chǎng)合。在單級(jí)PFC變換器中，PFC級(jí)和DC/DC級(jí)共用一個(gè)開(kāi)關(guān)管和一套控制電路，同時(shí)實(shí)現(xiàn)對(duì)輸入電流和輸出電壓的調(diào)節(jié)，它的優(yōu)點(diǎn)是電路簡(jiǎn)單，成本低。然而，這些變換器也存在著不少缺點(diǎn)，如效率低，不適用于大功率應(yīng)用，儲(chǔ)能電容電壓變化大等。這些缺點(diǎn)限制了單級(jí)PFC變換器的應(yīng)用。
本文提出了一種新型的單級(jí)功率因數(shù)校正單元（flyback＋boost單元）。通過(guò)控制flyback＋boost單元工作在不連續(xù)導(dǎo)電模式，使得輸入電流自動(dòng)跟隨輸入電壓，實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正，并且自動(dòng)限制中間儲(chǔ)能電容上的電壓?；谶@種單元，得到了一種新型的單級(jí)功率因數(shù)變換器。實(shí)驗(yàn)證明這是一種很好的單級(jí)PFC變換器。
2 基于flyback＋boost單元的單級(jí)功率因數(shù)校正AC/DC變換器
2.1 flyback＋boost單元的工作狀態(tài)
本文提出的新型單級(jí)功率因數(shù)校正變換器如圖1所示。
圖1 帶flyback＋boost單元的單級(jí)PFC變換器
當(dāng)工作在不連續(xù)導(dǎo)電模式（DCM）下，flyback＋boost單元的工作狀態(tài)可以概括為兩種狀態(tài)，即反激變換器狀態(tài)和boost電感狀態(tài)。
1)反激變換器狀態(tài)當(dāng)|vin(t)|<(vc1－n1Vo)〔式中vin(t)表示交流輸入電壓瞬時(shí)值，vc1表示中間儲(chǔ)能電容的電壓，n1表示變壓器T1的變比〕期間，T1工作在一般的反激變換器狀態(tài)。在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，當(dāng)S1開(kāi)通時(shí)，L1(表示T1的初級(jí)電感)經(jīng)D5充電，儲(chǔ)存能量；當(dāng)S1關(guān)斷時(shí)，由于|vin(t)|<(vc1－n1Vo)，D6不能導(dǎo)通，儲(chǔ)存在T1中的能量全部傳遞到輸出端?？梢?jiàn)，在|vin(t)|<(vc1－n1Vo)期間，flyback＋boost單元的工作原理與反激變換器一樣。
2）boost電感狀態(tài)當(dāng)|vin(t)|>(vc1－n1Vo)期間，T1相當(dāng)于一個(gè)boost電感。在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，當(dāng)S1開(kāi)通時(shí)，L1經(jīng)D5充電儲(chǔ)能；當(dāng)S1關(guān)斷時(shí)，由于|vin(t)|>(vc1－n1Vo)，D6導(dǎo)通，儲(chǔ)存在T1上的能量向C1充電，其工作方式與一般的boost電感型單級(jí)PFC變換器一樣。
兩個(gè)工作狀態(tài)的工作波形如圖2所示。
圖2 flyback＋boost單元的兩個(gè)狀態(tài)
這種新型的單級(jí)PFC變換器具有一個(gè)顯著的優(yōu)點(diǎn)，那就是能夠自動(dòng)限制中間儲(chǔ)能電容上的電壓。因?yàn)椋?dāng)PFC單元處于反激變換器狀態(tài)時(shí)，反激變換器副邊反饋到原邊的電壓加上輸入電壓之和為（|vin(t)|＋Vo·n1），只有當(dāng)（|vin(t)|＋Vo·n1）>vc1時(shí)，C1才會(huì)被充電，此時(shí)PFC單元進(jìn)入boost電感狀態(tài)，所以，儲(chǔ)能電容上的電壓最終被限制在（Vin(peak)＋Vo·n1）。
2.2 變換器的工作原理
因?yàn)镻FC單元具有兩種工作狀態(tài)，以下將分別介紹在這兩種工作狀態(tài)下變換器的工作原理。
1）當(dāng)PFC單元工作于反激變換器狀態(tài)時(shí)，在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，變換器經(jīng)歷了三個(gè)工作狀態(tài)，電路中主要電流波形如圖3所示。
圖3 Flyback狀態(tài)電路中電流波形
狀態(tài)1[t0，t1]S1導(dǎo)通，D5導(dǎo)通，D6，D7反向關(guān)斷，流過(guò)L1的電流線性增加。同時(shí)D8導(dǎo)通，C1的能量通過(guò)T2釋放。流過(guò)L1的電流為
iin(t)=
(t－t0)（1）
式中：Vin(peak)為交流輸入電壓的峰值；
ω為交流輸入電壓的角頻率。
狀態(tài)2[t1，t2]在t1時(shí)刻，S1關(guān)斷，D8關(guān)斷，D9續(xù)流導(dǎo)通。D5關(guān)斷，D6也關(guān)斷。此時(shí)D7導(dǎo)通，儲(chǔ)存在T1上的能量傳遞到輸出端，直到t2時(shí)刻，T1的能量完全釋放。
狀態(tài)3[t2，t3]在t2時(shí)刻，D7自然關(guān)斷。此時(shí)S1，D5，D6，D8也關(guān)斷，D-續(xù)流導(dǎo)通，直到S1重新導(dǎo)通。
從以上分析可以知道，經(jīng)過(guò)整流橋后的輸入電流iin是一個(gè)三角波，在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)平均輸入電流Iin(avg)可表示為
Iin(avg)=
D2Ts（2）
式中：Ts為變換器的開(kāi)關(guān)周期；
D為占空比。
2）當(dāng)PFC單元工作于boost電感狀態(tài)時(shí)，在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，變換器也經(jīng)歷了三個(gè)工作狀態(tài)，主要電流波形如圖4所示。
圖4 Boost狀態(tài)電路中電流波形
狀態(tài)1[t0，t1]S1導(dǎo)通，D5和D8導(dǎo)通，D6，D7反向關(guān)斷，工作過(guò)程與上述的狀態(tài)1相同。
狀態(tài)2[t1，t2]在t1時(shí)刻，S1關(guān)斷。D8關(guān)斷，D9續(xù)流導(dǎo)通。D5，D7關(guān)斷。此時(shí)D6導(dǎo)通，Vin和L1通過(guò)D6給C1充電，直到t2時(shí)刻，L1的能量完全釋放。
狀態(tài)3[t2，t3]在t2時(shí)刻，D6自然關(guān)斷。此時(shí)S1，D5，D7，D8也關(guān)斷，D9續(xù)流導(dǎo)通，直到S1重新導(dǎo)通。
當(dāng)狀態(tài)1結(jié)束時(shí)，電感L1的電流為
iin(t1)=
DTs（3）
在狀態(tài)2期間有
vc1－
=L1
（4）
式中：D21為[t1，t2]時(shí)間段續(xù)流的占空比。
在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，平均輸入電流Iin(avg)為
Iin(avg)=
iin(t1)(D＋D21)=
（5）
由式（2）及式（5）可知，無(wú)論flyboost＋boost單元處于反激變換器狀態(tài)或著boost電感狀態(tài)，變換器都能實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正。
3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果
根據(jù)圖1建立了實(shí)驗(yàn)電路，設(shè)計(jì)參數(shù)為
輸入 AC 170～230V；
輸出 16V/7.5A；
頻率 120kHz；
電路主要參數(shù) L1=54.02μH，n1=4.75。
通過(guò)實(shí)驗(yàn)得到波形如圖5所示。在滿載時(shí)變換器的功率因數(shù)達(dá)到0.976，中間儲(chǔ)能電容上的電壓自動(dòng)限制在380V。
(a)flyback＋boost單元處于反激變換器狀態(tài)時(shí)輸入電流波形
(b)flyback＋boost單元處于boost電感狀態(tài)時(shí)輸入電流波形
(c)輸入電壓與平均輸入電流
圖5 實(shí)驗(yàn)波形
4 結(jié)語(yǔ)
本文提出了一種基于flyback＋boost單元的新型單級(jí)功率因數(shù)校正AC/DC變換器。這種變換器具有以下優(yōu)點(diǎn)：
1)自動(dòng)限制中間儲(chǔ)能電容上的電壓；
2)通過(guò)控制flyback＋boost單元的兩種狀態(tài)都工作于DCM模式下，獲得了很高的功率因數(shù)。
通過(guò)實(shí)驗(yàn)，證明這是一種很好的單級(jí)PFC變換器。