提要:本文提出一種高效率AC-DC變換器的實現(xiàn)思路,對實現(xiàn)高效率的各環(huán)節(jié)的效率分析,提出實現(xiàn)的方案,最后,給出實驗數(shù)據(jù)。輸入電壓為85V輸出24V的電源效率約為93%。
在一般開關電源的設計方案中,開關損耗和器件的導通損耗(特別是整流器件的導通損耗)是困擾開關電源設計者的一大難題。當效率達到一定程度后,再進一步提高效率深感困難,甚至無從下手。盡管采用了有源箝位、移相零電壓開關、同步整流器等先進的,使電源效率得到一些提高,但是所付出的代價也是很大的。能在用常規(guī)的電路拓撲基礎上加以改進,得到所希望的高效率,是當今電源設計的熱點和最經(jīng)濟的方案。為實現(xiàn)這一目標通常的設計手段很難達到的,欲實現(xiàn)并超過這一目標必須明確各部分的損耗,并設法減小甚至消除其中的某些損耗。
1 損耗及效率分析
開關電源的損耗基本上有以下幾個構(gòu)成:輸入電路損耗、主開關的導通損耗和開關損耗、控制電路損耗、變壓器損耗、輸出整流器損耗。
1.1 輸入電路損耗
主要有電源濾波器的寄生電阻上的損耗,通常在輸入功率的百分之零點幾,實際上幾乎沒有溫升,故可以忽略不計;限制浪涌電流的負溫度系數(shù)熱敏電阻上的損耗,通常不到輸入功率的1%;輸入整流器損耗,約輸入功率的1%。整個輸入電路損耗約輸入功率的1%-1.5%。以上損耗一般無法進一步減小。
1.2 主開關上的損耗
主開關上的損耗可分為導通損耗和開關損耗,交流輸入電壓范圍在85V~264V時,以85V的開關管導通損耗最高,在264V時開關損耗最高。在各種電路拓撲中反激式變換器的開關損耗和導通損耗最高,以盡可能不采用為好。單端正激(包括雙管箝位電路拓撲)因其最大占空比不會大于0.7也盡可能不采用為好。惟有橋式(全橋與半橋)和推挽電路拓撲有可能實現(xiàn)高效率功率變換。但是,欲明顯減小甚至消除開關損耗并且不附加緩沖(諧振)電路,同時采用簡單、常規(guī)的PWM控制方式是實現(xiàn)高效功率變換的目標。
電源界的一個不成文的觀點:不穩(wěn)壓的比穩(wěn)壓的效率高、不隔離的比隔離的效率高、窄范圍輸入電壓的比寬范圍輸入的效率高?;谶@種觀點,不調(diào)節(jié)的隔離變換器的開關管可以工作在占空比幾乎為50%,變換器在輸出相同功率時的電流最小,而且自然地形成了零電壓開關,因此效率最高,輸出電壓的穩(wěn)定可以由必不可少的功率因數(shù)校正級完成,PFC+不調(diào)節(jié)的隔離變換器(DC變壓器)。
1.3 變壓器電感的損耗
這一損耗約占輸人功率的1~2%。
1.4 輸出整流器損耗
通常輸出整流器的導通損耗(特別是低電壓輸出時)占整機損耗的很大比重。在12V以上的輸出電壓需要選用耐壓200V以上的超快速二極管作為輸出整流器,其導通電壓約1.2~1.4V,在輸出分別為12、24、48V時輸出整流器的效率(不考慮開關損耗)分別為(以導通電壓l.3V計):不會高于90.26%、94.8%、97.6%。以上綜合起來,采用常規(guī)技術盡管可以使電源效率達到或超過90%,而且,即使在較高的輸出電壓時,整流器的導通損耗仍然是整機損耗中幾乎是最大的。如有可能,采用肖特基二極管(導通壓降分別為:0.3V、0.4V、0.7V)則這一級的效率分別為:96.1%、98.3%、98.5%,則這部分損耗可以降低50%以上。
1.5 體積分析
由于開關管和輸出整流器需要散熱器,使結(jié)構(gòu)設計變得復雜,開關管和整流器上的損耗減小將減小甚至可以不用散熱器,既簡化結(jié)構(gòu)設計有減小體積。
2 高效實現(xiàn)方案的思路與分析
提高效率可以采用軟開關、同步整流器等技術(電率將復雜化、成本將提高),即使如此,開關管的導通損耗很難進一步減小,常規(guī)技術的功率變換很難做得非常高,整機效率達到90%以上也不是容易的事。而且將來的開關電源必須符合有關功率因數(shù)的相關標準,因此一般需要加PFC。因此作者提出一種基于常規(guī)技術使效率超過93%的開關電源的解決方案。并完成樣機及測試。
2.1 解決方案的思路
在效率方面,非穩(wěn)壓高于穩(wěn)壓、非隔離型高于隔離型、窄電壓范同高于寬電壓范圍,因此高效解決方案可以考慮如下方案:PFC+非穩(wěn)壓半橋變換器+肖特基整流二極管。原理框圖如圖1。這是采用最常規(guī)的技術同時獲得到最高的效率的實現(xiàn)方案。
2.2 臨界電流型PFC
考慮電磁干擾及二極管的反向恢復造成的損耗等因素,小功率PFC宜采用臨界電流型控制方式,本級可以采用MC33368或KA7524或其它適用于小功率輸出的PFC控制IC。PFC除設置輸出反饋以穩(wěn)定輸出電壓外,設置PFC輸出電壓反饋防止輸出反饋開路。正常工作時,僅輸出反饋起作用,通過調(diào)節(jié)PFC輸出電壓穩(wěn)定輸出電壓。
當PFC的輸出電壓為400V時,輸出紋波電壓分別為1%、3%所需的濾波電容器約為:1.2μF/W和0.4μF/W,在通常的濾波電容的選擇容量范圍內(nèi)。因此,經(jīng)過PFC的預穩(wěn)定的作用,其輸出電壓的穩(wěn)定程度基本符合應用要求,后面的可以僅完成隔離作用即可。
2.3 非穩(wěn)壓半橋變換器的零電壓開關
由于PFC級具備穩(wěn)壓功能,故隔離級采用非穩(wěn)壓半橋變換器,以盡可能地提高整機效率,主回路如圖2(a)。非穩(wěn)壓半橋變換器的兩開關管分別可以工作在近50%占空比,這時不僅開關管的利用率最高,而且實現(xiàn)了零電壓開關。變換器的最小死區(qū)時間僅受開關管的關斷延遲的限制。當非穩(wěn)壓半橋變換器工作在這種狀態(tài)下,Q2導通期間電流流向如圖2(b)。當Q2由導通變?yōu)殛P斷,變壓器的漏感電流不能躍變,由于Q2的關斷,變壓器的漏感電流分別對Q2、Q3的源/漏寄生電容充/放電,使A點電壓由電源電壓的高電位轉(zhuǎn)變?yōu)榈碗娢?,使與Q3反并聯(lián)的二極管D3導通,提供變壓器的漏感電流通路,形成了事實上的零電壓關斷,如圖2(c)。當變壓器的漏感電流降到零前,使Q3導通(由于死區(qū)時間不到1μs,很容易滿足),使Q3在“零電壓”導通,如圖2(d)。Q3關斷、Q2導通的過程與上述描述相同,不再贅述,從而實現(xiàn)了“零電壓”開關,使開關管的損耗幾乎僅為導通損耗。本文的應用實例中,Q2、Q3選用IRFR320結(jié)溫為100℃時的導通電阻為3Ω,滿載時的工作電流約為300mA,導通壓降為lV,占電源電壓的0.25%。這樣半橋的兩個開關管的損耗可以小于整機輸入功率的1%。隔離變壓器由于工作在特定的工作狀態(tài),因而,其效率也非常高,大約為整機輸入功率的1%。
2.4 肖特基整流二極管
由于隔離級開關管的占空比接近100%(98%),不僅流過輸出整流器的電流的有效值最小,而且,輸出級全波整流器的耐壓僅需輸出電壓的2倍,對于輸出為24V輸出,完全可以選用耐壓60V的肖特基整流二極管即可滿足要求,而耐壓60V的肖特基整流二極管的導通壓降(大幅度降額使用,約0.2倍額定電流)可以達0.35V甚至0.3V以下。這樣本級效率實際可達約97~98%。
3 實驗數(shù)據(jù)及分析
測試設備:FLUKE F105B示波表、C64系列電流表、電壓表、瓦特表。輸入電壓在85V時的電源效率約93%,輸入電流波形和諧波分析如圖3。功率因數(shù)不低于0.99;非穩(wěn)壓半橋變換器的開關管源、漏電壓波形如圖4,輸出電壓紋波如圖5,輸出電壓尖峰在70mV左右;負載調(diào)整率小于1%。
與正激變換器相比本文提出的電路拓撲的電感、電解電容器的數(shù)量是相同的;由于少一個輸出濾波電感,比具有PFC的正激變換器簡單;所有功率器件無散熱器,可直接帖焊在PCB上使體積明顯減小,因此,在環(huán)境溫度為30℃時PFC的提升電感、開關管、提升二極管和半橋變換器的開關管、變壓器、輸出整流二極管由于實際損耗很低,故溫度均在55~6l℃,均不高于60℃。即使在塑殼封閉環(huán)境下的最高溫度不高于90℃,其管芯和繞組內(nèi)的最高溫度將不高于110℃。
在輸出整流器采用二極管整流的方案,使整機效率在輸出20~24V時全電壓范圍輸入電壓并且?guī)в蠵FC功能時的效率超過90%是一個高效、廉價的開關電源的解決方案。