摘要：在AC-DC SMPS應(yīng)用中，通常會(huì)在輸入級(jí)使用功率橋式整流器，將交流電壓轉(zhuǎn)換為單向的直流電壓。在這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，還會(huì)使用大容量電容器作為紋波濾波器，來(lái)穩(wěn)定總線電壓，這會(huì)導(dǎo)致功率因數(shù)性能較差，并將諧波污染反饋到電網(wǎng)。為了改善功率因數(shù)和諧波電流，通常需要使用PFC電路。但額外增加一個(gè)功率級(jí)意味著會(huì)降低系統(tǒng)效率和可靠性。在本文中，我們提出了一種基于單電感結(jié)構(gòu)的單級(jí)AC-DC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，具備PFC和LLC功能。該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)保留了傳統(tǒng)LLC諧振轉(zhuǎn)換器的零電壓開關(guān)（ZVS）優(yōu)勢(shì)，同時(shí)實(shí)現(xiàn)了高功率因數(shù)性能。

　　關(guān)鍵詞： 單級(jí)轉(zhuǎn)換器、AC-DC、功率因數(shù)、LLC

　　1.背景

　　在AC-DC SMPS應(yīng)用中，橋式整流器被用于將交流輸入轉(zhuǎn)換為直流總線電壓，并為第二級(jí)的隔離DC-DC轉(zhuǎn)換器供電。其中，電流與輸入電壓的不匹配會(huì)給電網(wǎng)帶來(lái)大量的諧波反饋。因此，電子儀器在接入電網(wǎng)時(shí)，需要遵循相關(guān)標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定的功率因數(shù)規(guī)范和諧波限制。為了解決這些問(wèn)題，在大多數(shù)AC-DC應(yīng)用中，通常會(huì)使用功率因數(shù)校正技術(shù)。

　　2.單級(jí)AC-DC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

　　在本文中，我們提出了一種整合了PFC功能的單電感結(jié)構(gòu)LLC諧振拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，如圖1所示。這個(gè)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)由升壓電路和半橋LLC電路組成，二者使用同一對(duì)開關(guān)MOS Q1和Q2。L1是升壓電路的主電感。當(dāng)升壓電路的MOSFET Q1和Q2開始交替開關(guān)時(shí)，L1可以平滑輸入電流、減少相位失配、提高PF值，同時(shí)實(shí)現(xiàn)LLC諧振轉(zhuǎn)換。一次側(cè)的Q1、Q2均可在ZVS模式下工作，二次側(cè)SR MOS可以在ZCS（零電流開關(guān)）模式下工作。這可以有效地提高整個(gè)系統(tǒng)的效率。

　　圖1 具有高功率因數(shù)的單級(jí)AC-DC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

　　1.工作原理與狀態(tài)分析

　　在一個(gè)完整的開關(guān)周期中，我們可以將這個(gè)單極AC-DC轉(zhuǎn)換器分為8個(gè)工作狀態(tài)（包括死區(qū)時(shí)間）。為加深理解，我們將逐個(gè)分析這些工作狀態(tài)。

　　圖2：工作狀態(tài)1（t0-t1）

　　狀態(tài)1（t0-t1）：如圖2所示，藍(lán)框圈出的部分不參與該工作狀態(tài)，彩色箭頭表示電流的流動(dòng)方向，其中，紅色為PFC，綠色為L(zhǎng)LC。在狀態(tài)1中，Q1和Q2關(guān)斷，L1處于放電模式，連續(xù)的電感電流流經(jīng)Qd1的體二極管、儲(chǔ)能電容C3，然后流經(jīng)D6和C2回到L1。同時(shí)，在LLC諧振回路中，電流從諧振回路的上端流過(guò)Qd1和C3，回到諧振回路的另一端。在二次側(cè)，D7 導(dǎo)通，為輸出電容器C4充電并為負(fù)載供電。由于體二極管Qd1在導(dǎo)通模式下工作，Q1的VDS被限制在體二極管正向電壓，在此周期結(jié)束時(shí)，Q1準(zhǔn)備導(dǎo)通， ZVS實(shí)現(xiàn)。

　　圖3：工作狀態(tài)1（t1-t2）

　　狀態(tài)2（t1-t2）：如圖3所示，在這個(gè)工作狀態(tài)中，Q1切換到導(dǎo)通狀態(tài)，L1繼續(xù)放電，電感電流流經(jīng)Q1、C3、D6和C2，然后回到L1。電容器C3仍處于充電模式。在LLC電路中，諧振回路繼續(xù)放電，直至耗盡，此時(shí)電流仍從Lr和Cr流出，來(lái)對(duì)C3充電（如圖3a所示）。充電電流降到0后，耗盡的諧振網(wǎng)絡(luò)將得到升壓電感的短時(shí)間充電，電流變成反向（如圖3b所示）。在整個(gè)工作狀態(tài)2中，變壓器磁感Lm的極性保持在正極接地。在二次側(cè)，D7保持導(dǎo)通，并為輸出負(fù)載供電。

　　圖4：工作狀態(tài)3（t2-t3）

　　工作狀態(tài)3（t2-t3）：如圖4所示，L1完全放電，C3變成放電模式，為整個(gè)系統(tǒng)供電。電容器C1放電電流流經(jīng)Q1，為L(zhǎng)1充電，并通過(guò)D5循環(huán)回來(lái)。C3的放電電流還經(jīng)過(guò)諧振網(wǎng)絡(luò)，通過(guò)變壓器傳輸電能，一次側(cè)繞組的極性仍然保持為上面為正極，而二次側(cè)繞組電流繼續(xù)流經(jīng)D7，為輸出負(fù)載供電。

　　圖5：工作狀態(tài)4（t3-t4）

　　工作狀態(tài)4（t3-t4）：如圖5所示，t3期間，諧振電流等于勵(lì)磁電感Lm中的勵(lì)磁電流，不再有電流流向變壓器的一次側(cè)繞組，電能傳輸結(jié)束，二次側(cè)的二極管D7在ZCS 模式中自然關(guān)閉，正半周功率傳輸完成。輸出電容C4開始放電，并保持恒定的輸出功率。L1仍由輸入電壓充電，直至 Q1 關(guān)斷，充電電流在C1、D5、Q1和L1之間循環(huán)（如圖 5a 所示）。一旦Q1關(guān)斷，Q2的Coss開始放電，并參與諧振。在t4期間，Q2的Coss完全放電，VDS降至0，ZVS導(dǎo)通實(shí)現(xiàn)。

　　圖6：工作狀態(tài)5（t4-t5）

　　工作狀態(tài)5（t4-t5）：如圖6所示，Q2的Coss完全放電后，ZVS在t4期間導(dǎo)通。L1開始放電并為系統(tǒng)供電，電感電流流經(jīng)C1、D5、C3、Q2，然后循環(huán)回來(lái)。Cr對(duì)Lr持續(xù)充電，Lm在退磁模式下工作，T1的一次側(cè)繞組的極性變成下正上負(fù)，整流器D8變成正向，電能通過(guò)D8傳輸?shù)截?fù)載。

　　圖7：工作狀態(tài)6（t5-t6）

　　工作狀態(tài)6（t5-t6）：如圖7所示，在此期間，L1放電回路與狀態(tài)5相同，不同之處在于諧振回路電流方向相反，Lr開始對(duì)Cr充電，Lm反向磁化。T1的一次側(cè)繞組的極性仍為下正上負(fù)，D8保持導(dǎo)通，二次側(cè)電流流過(guò)D8，為C4和負(fù)載供電。

　　圖8：工作狀態(tài)7（t6-t7）

　　工作狀態(tài)7（t6-t7）：如圖8所示，此時(shí)Q1處于關(guān)斷狀態(tài)，Q2處于導(dǎo)通狀態(tài)。L1存儲(chǔ)的電能完全耗盡，電感器開始由輸入電壓源通過(guò)C2充電。充電電流在C2、L1、Q2、D6之間循環(huán)流動(dòng)。D5自然切斷。在LLC 諧振回路中，一次側(cè)繞組的極性為下正上負(fù)，電能輸送到二次側(cè)，同時(shí)電流通過(guò) D8 流向負(fù)載。

　　圖9：工作狀態(tài)8（t7-t8）

　　工作狀態(tài)8（t7-t8）：如圖9所示，L1充電回路不變。 在t7期間，諧振電流等于 Lm 磁感應(yīng)電流，沒(méi)有電能通過(guò) T1 傳輸。在 ZCS 模式下，二次側(cè)的D8關(guān)閉。輸出電容器C4開始放電，并為負(fù)載供電。

　　在上述操作狀態(tài)的描述中，我們沒(méi)有單獨(dú)分析死區(qū)時(shí)間。實(shí)際上，當(dāng)兩個(gè)開關(guān)都關(guān)斷時(shí)，電感器 L1的電流將通過(guò)MOS體二極管繼續(xù)流動(dòng)，并對(duì) MOSFET 電容器放電，從而實(shí)現(xiàn)ZVS。諧振回路的工作模式與LLC 相同，此處不做過(guò)多描述。

　　整個(gè)拓?fù)涔ぷ黜樞蛉鐖D10所示，周期從t0開始，到t8結(jié)束，分為8個(gè)工作狀態(tài)。死區(qū)時(shí)間的工作策略與傳統(tǒng)LLC相同，易于理解。在t0之前，Q1的VDS已降至0，因此當(dāng)Q1在t0導(dǎo)通時(shí)， ZVS實(shí)現(xiàn)，然后一次側(cè)諧振電流上升，并伴隨整個(gè)諧振周期。

　　圖10 工作順序圖

　　1.仿真與驗(yàn)證

　　1.1仿真

　　為了驗(yàn)證單級(jí)AC-DC轉(zhuǎn)換器的操作和控制原理，我們使用SIMetrix軟件進(jìn)行了專業(yè)仿真。示意圖如圖11所示。

　　圖11 仿真示意圖

　　該示意圖包括橋式整流器D1-D4、濾波電容C1和C2、續(xù)流二極管D5和D6、開關(guān)MOS Q1和Q2、大容量電容C3、諧振電容Cr、諧振電感Lr以及二次側(cè)整流二極管D7和D8。仿真參數(shù)如下表1所示，其中，主要元件的參數(shù)為：C1、C2 330nF、L1 50uH、Lr 120uH、Cr 22nF、Lm 380uH，變壓器匝數(shù)比為8.5:1。仿真結(jié)果和波形如下所示。

　　表1：仿真參數(shù)

　　圖12：PFC 輸入電流 vs 輸入電壓

　　圖12提供了交流輸入電壓與交流輸入電流的對(duì)比波形。圖13顯示了放大后的電感器電流和輸入電壓。該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)理想地實(shí)現(xiàn)了PFC功能。DCM工作策略使得該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)更適合有PFC功能需求的中小功率AC-DC SMPS應(yīng)用。

　　圖13：IL和AC 輸入的波形（放大后）

　　圖14：Q2 ZVS導(dǎo)通波形

　　圖15：Q1 ZVS導(dǎo)通波形

　　Q1和Q2的ZVS導(dǎo)通特性如圖14和15所示，當(dāng)MOS的VDS諧振達(dá)到0時(shí)，柵極導(dǎo)通，ZVS實(shí)現(xiàn)，ZVS的行為與 LLC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)類似。

　　1.1演示功能驗(yàn)證

　　為了驗(yàn)證該工作原理在實(shí)際案例中的有效性，我們構(gòu)建了一個(gè)基于300w LLC演示板的高功率因數(shù)單級(jí)AC-DC轉(zhuǎn)換器。它的規(guī)格如下：輸入電壓180Vac，輸出功率12V/25A，諧振電容Cr 66nF，諧振電感Lr 54uH，變壓器磁感690uH，匝數(shù)比16.5:1。

　　在演示中，我們測(cè)量了交流輸入電壓和電流，測(cè)量結(jié)果均與仿真結(jié)果相符，實(shí)現(xiàn)了預(yù)期的PFC功能。諧振回路可以在一次側(cè)實(shí)現(xiàn)ZVS導(dǎo)通，在二次側(cè)實(shí)現(xiàn)SR二極管ZSC關(guān)斷。電能傳輸至二次側(cè)，不會(huì)與LLC功能產(chǎn)生任何沖突。此外，諧波電流也得到了很好的匹配。

　　2.總結(jié)

　　本文研究了一種具有PFC功能拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的單級(jí) AC-DC 轉(zhuǎn)換器。與傳統(tǒng)的兩級(jí)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)相比，即經(jīng)典的PFC+LLC，這種新拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)將兩個(gè)電路結(jié)合在一起，并在半橋結(jié)構(gòu)中共用一對(duì) MOS，這有利于降低物料清單（BOM）成本和提高功率密度。由于該拓?fù)渲挥幸粋€(gè)功率電感在DCM模式下工作，因此更適合需要高功率因數(shù)的中小型功率SMPS應(yīng)用，例如：LED照明、快速充電器等。

　　參考文獻(xiàn)

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