0 引言

    隨著社會(huì)和科技的發(fā)展，電力電子設(shè)備被廣泛用于人們的生產(chǎn)生活，由此導(dǎo)致電網(wǎng)輸入側(cè)電流畸變，諧波污染和功率因數(shù)降低等問題日益嚴(yán)重^[1]。采用功率因數(shù)校正（Power Factor Correction，PFC）技術(shù)能有效解決這些問題。隨著PFC技術(shù)研究的不斷深入，無橋PFC和交錯(cuò)并聯(lián)Boost PFC等新拓?fù)浔惶岢?sup>[2-4]。其中，交錯(cuò)并聯(lián)Boost PFC變換器可以降低器件應(yīng)力、減小輸入電流紋波幅值，有利于減小電感體積和提高功率等級(jí)，具有重要的研究意義^[5-6]。

    交錯(cuò)并聯(lián)Boost PFC變換器按電感電流是否連續(xù)可分為CCM、DCM和CRM三種工作模式。相比于CCM和DCM模式，CRM模式具有二極管無反向恢復(fù)，開關(guān)損耗和器件應(yīng)力較小等優(yōu)勢^[7]，主要用于中小功率場合。變換器工作在CRM模式時(shí)，通常采用電流互感器來檢測電感電流，或者通過檢測電感輔助繞組上的電壓，得到控制開關(guān)管導(dǎo)通的電感電流過零信號(hào)^[8-11]。但這些方法增加了電路的體積、成本和設(shè)計(jì)難度。此外，電感電流降為零之后，電感和MOS管寄生電容諧振會(huì)使電感電流進(jìn)一步下降^[12]，導(dǎo)致電感電流平均值偏低，產(chǎn)生輸入電流波形畸變的現(xiàn)象。

    本文針對(duì)上述問題，在對(duì)交錯(cuò)并聯(lián)CRM Boost PFC變換器工作原理分析的基礎(chǔ)上，提出了一種新的控制方法，通過新型開關(guān)管電壓檢測電路對(duì)MOS管漏源電壓進(jìn)行檢測，得到控制開關(guān)管導(dǎo)通的過零信號(hào)ZCD，并采用開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間補(bǔ)償策略。該方法簡單高效，實(shí)現(xiàn)了開關(guān)管的零電壓開通或谷底開通，提高了電感電流平均值，具有使變換器開關(guān)損耗小，輸入電流THD小等優(yōu)點(diǎn)。最后，搭建了一臺(tái)800 W的樣機(jī)進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

1 交錯(cuò)并聯(lián)CRM Boost PFC變換器工作原理

    交錯(cuò)并聯(lián)Boost PFC變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，它由整流橋，升壓電感L₁、L₂，開關(guān)管S₁、S₂，二極管VD₁、VD₂，輸出電容C_o和負(fù)載組成，可以看作是兩相參數(shù)相同的Boost PFC電路并聯(lián)而成。

    交錯(cuò)并聯(lián)Boost PFC變換器工作在CRM模式時(shí)的電感電流理想波形如圖2所示。兩個(gè)開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)相位相差180°，兩路電感電流波形相位相差180°，電感電流峰值包絡(luò)線為正弦。采用交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)具有降低器件應(yīng)力、減小輸入電流紋波幅值、提高輸入電流紋波頻率等優(yōu)點(diǎn)。

    交錯(cuò)并聯(lián)Boost PFC變換器中兩相Boost PFC電路的工作原理相同。為了簡化分析，在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，介紹單相Boost PFC電路工作在CRM模式時(shí)的工作過程，如圖3所示。工作過程可分為5個(gè)階段。

    (1)[t₀~t₁]階段：t₀時(shí)刻，MOS管S₁導(dǎo)通，輸入電流經(jīng)整流橋給電感L₁充電，電感電流i_L1線性上升。同時(shí)，電容C_o向負(fù)載提供能量。t₁時(shí)刻, MOS管S₁關(guān)斷。該階段方程為： 

    (2)[t₁~t₂]階段：MOS管S₁關(guān)斷后，電感L₁和MOS管寄生電容C₁發(fā)生諧振，電感電流對(duì)C₁充電。由于上階段S₁導(dǎo)通，C₁兩端電壓為0。諧振開始后，C₁充電，當(dāng)u_C1=V_o時(shí)，諧振結(jié)束。

    (3)[t₂~t₃]階段：t₂時(shí)刻，二極管VD₁導(dǎo)通，輸入電壓和升壓電感向負(fù)載提供能量，電感電流i_L1線性下降。t₃時(shí)刻，電感電流降為0。該階段方程為：

    (4)[t₃~t₄]階段：電感L₁和MOS管寄生電容C₁發(fā)生諧振。由于上階段S₁關(guān)斷，C₁兩端電壓為V_o。諧振開始后，C₁放電，當(dāng)u_C1=0時(shí)，諧振結(jié)束。該階段方程為：

    因此，當(dāng)V_o>2V_in時(shí)，開關(guān)管寄生電容C₁的電荷被完全抽走，開關(guān)管實(shí)現(xiàn)零電壓開通；當(dāng)V_o<2V_in時(shí)，電容C₁兩端的電壓無法下降到0，開關(guān)管實(shí)現(xiàn)谷底開通。

    (5)[t₄~t₅]階段：t₄時(shí)刻，MOS管寄生二極管D₁導(dǎo)通，電感電流i_L1流經(jīng)整流橋和二極管D₁，電感電流下降。t₅時(shí)刻，電感電流降為0，該階段結(jié)束。接下來重復(fù)t₀~t₅階段的工作過程。

2 CRM模式的控制方法

    為了得到交錯(cuò)并聯(lián)CRM Boost PFC變換器中控制開關(guān)管導(dǎo)通的過零信號(hào)ZCD，本文提出了一種基于新型開關(guān)管電壓檢測電路的控制方法。該方法首先通過開關(guān)管電壓檢測電路，檢測MOS管兩端的漏源電壓V_ds，然后將檢測的信號(hào)V_DSP送入DPS內(nèi)部比較器進(jìn)行處理，得到過零信號(hào)ZCD，最后采用開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間補(bǔ)償策略控制MOS管導(dǎo)通。

2.1 開關(guān)管電壓檢測電路

    開關(guān)管電壓檢測電路如圖4所示，其主要工作波形如圖5所示。

    從圖5中可以看出，進(jìn)入DSP的信號(hào)V_DSP會(huì)隨著MOS管漏源電壓V_ds1的下降而下降。設(shè)置DSP內(nèi)部比較器的負(fù)相端輸入為信號(hào)V_DSP，正相端為閾值信號(hào)，當(dāng)信號(hào)V_DSP小于閾值信號(hào)時(shí)，會(huì)產(chǎn)生過零信號(hào)ZCD。DSP檢測到過零信號(hào)ZCD后，會(huì)產(chǎn)生驅(qū)動(dòng)信號(hào)使MOS管導(dǎo)通，直至MOS管導(dǎo)通時(shí)間達(dá)到T_on時(shí)，使MOS管關(guān)斷，等待下一次過零信號(hào)ZCD的到來，如此循環(huán)。該檢測電路的結(jié)構(gòu)簡單、成本較低，能夠準(zhǔn)確檢測MOS管漏源電壓諧振到零或波谷的時(shí)刻，得到過零信號(hào)ZCD，使交錯(cuò)并聯(lián)Boost PFC變換器工作在CRM模式，實(shí)現(xiàn)MOS管的零電壓開通或谷底開通。

2.2 開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間補(bǔ)償策略

    單相Boost PFC電路輸入電壓的表達(dá)式為：

    穩(wěn)態(tài)工作時(shí)，導(dǎo)通時(shí)間T_on為常數(shù)。因此，理論上電感電流平均值的波形是一個(gè)跟隨輸入電壓的正弦波，從而工頻周期內(nèi)輸入電流也是正弦波。實(shí)際上，由于電感和MOS管寄生電容諧振，電感電流會(huì)反向。反向的電感電流拉低了電感電流平均值，使輸入電流小于正常值，導(dǎo)致輸入電流波形畸變和功率因數(shù)校正效果不佳?；谏鲜鲈?，需要對(duì)開關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間進(jìn)行補(bǔ)償，通過增加電感電流的峰值，提高電感電流的平均值。補(bǔ)償前后電感電流波形如圖6所示。

    由電路工作原理和諧振原理可得，反向電感電流峰值的表達(dá)式為：

式中，k為修正系數(shù)，由電感和MOS管的參數(shù)確定。值得注意的是，當(dāng)輸入電壓瞬時(shí)值較小時(shí)，按照公式(14)計(jì)算出的開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間補(bǔ)償值較大，會(huì)導(dǎo)致補(bǔ)償后電感電流值偏大的情況。因此，對(duì)于輸入電壓過零階段，通過檢測上一個(gè)開關(guān)周期的開關(guān)管關(guān)斷時(shí)間，計(jì)算開關(guān)管關(guān)斷時(shí)間真實(shí)值和理論值的誤差T_{off_err}，確定開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間補(bǔ)償值t_comp2為：

    采用開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間補(bǔ)償策略，可以增加電感電流的峰值，提高電感電流平均值，使輸入電流良好跟隨輸入電壓，實(shí)現(xiàn)PF接近于1和低THD的目標(biāo)。

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

    為了驗(yàn)證本文提出的控制方法，搭建了一臺(tái)基于TMS320F28022型DSP的交錯(cuò)并聯(lián)Boost PFC變換器進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。電路參數(shù)為：輸入交流電壓90~265 V，輸出電壓V_o=410 V，輸出功率P_o=800 W，電感L=180 μH，電容C_o=990 μF。

    開關(guān)管零電壓開通和谷底開通的實(shí)驗(yàn)波形如圖7所示。從圖7(a)中可以看出，開關(guān)管在V_ds的電壓下降到零后才開通，即實(shí)現(xiàn)零電壓開通。從圖7(b)中可以看出，開關(guān)管在V_ds的電壓諧振到谷底時(shí)才開通，即實(shí)現(xiàn)谷底開通。此時(shí)，交錯(cuò)并聯(lián)Boost PFC變換器工作在CRM模式。

    當(dāng)輸入交流電壓有效值為220 V時(shí)，變換器采用開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間補(bǔ)償策略前后的輸入電壓和輸入電流的實(shí)驗(yàn)波形如圖8所示。補(bǔ)償前輸入電流諧波畸變率THD值為12.71%，補(bǔ)償后THD值降低為3.888%。此時(shí)，交錯(cuò)并聯(lián)Boost PFC變換器功率因數(shù)PF值為0.992。采用開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間補(bǔ)償策略能夠改善輸入電流波形畸變，使輸入電流良好跟隨輸入電壓。

4 結(jié)論

    本文介紹了交錯(cuò)并聯(lián)CRM Boost PFC變換器的工作原理，提出了一種新的控制方法，通過檢測MOS管的漏源電壓，并采用開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間補(bǔ)償策略，控制MOS管導(dǎo)通。該方法簡單有效，實(shí)現(xiàn)了開關(guān)管零電壓開通或谷底開通，能夠使變換器輸入電流良好跟隨輸入電壓。通過實(shí)驗(yàn)，驗(yàn)證了該方法的有效性和可行性，它能夠降低變換器開關(guān)損耗，同時(shí)使變換器具有高功率因數(shù)和低THD。

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作者信息:

林安娜，謝運(yùn)祥

(華南理工大學(xué) 電力學(xué)院，廣東 廣州510640)