0 引言

　　由于電力電子產(chǎn)品的廣泛應(yīng)用,產(chǎn)生了高次諧波和無功功率，嚴(yán)重影響電網(wǎng)和其他設(shè)備的正常工作，這就需要PFC技術(shù)的應(yīng)用。在中大功率場合中，Boost PFC工作在電感/電流連續(xù)(CCM)時，電路輸入/輸出電流紋波小，流經(jīng)開關(guān)管的電流有效值小，但在硬開關(guān)狀態(tài)下，開關(guān)損耗高，二極管也會產(chǎn)生很高的恢復(fù)損耗。Boost PFC工作在電感/電流斷續(xù)模式(DCM)時，二極管是零電流開通，減小了開關(guān)損耗，電感量小，但有較高的電感/電流峰值，在輸入較高電壓時，功率因數(shù)較低。Boost PFC工作在電感電流零界連續(xù)模式(CRM)時，具有零電流開關(guān)的特點(diǎn)，降低了電路損耗，且電感量比DCM小，但電路頻率不固定，在輸出負(fù)載較小時開關(guān)頻率變化范圍大，不利于EMI濾波器的設(shè)計(jì)，多應(yīng)用于小功率的Boost PFC電路。

　　交錯并聯(lián)Boost PFC是指不少于一個變換器基本單元并聯(lián)組成的電路, PWM控制每個變換器的開關(guān)管交錯導(dǎo)通 ,電流呈現(xiàn)交錯狀態(tài)流過每個開關(guān)管。參考文獻(xiàn)[1-2]具體分析了耦合電感對交錯并聯(lián)Boost PFC電源輸入電流、輸出電流、電感電流的影響；參考文獻(xiàn)[3]給出了加入均流電感對兩路并聯(lián)電感實(shí)現(xiàn)均流的方案；參考文獻(xiàn)[4]對兩路交錯并聯(lián)DC/DC變換器實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)的控制策略進(jìn)行研究；參考文獻(xiàn)[5]提出了一種基于拓?fù)浣M合的高增益Boost 變換器；參考文獻(xiàn)[6]介紹了耦合電感的基本原理，分析了耦合電感對變換器開關(guān)頻率、輸入電流紋波的影響。本文提出了數(shù)字交錯并聯(lián)Boost PFC新型電源，對硬件和軟件給出了具體設(shè)計(jì)方法，并進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

1 硬件電路的設(shè)計(jì)

　　1.1 交錯并聯(lián)Boost PFC硬件原理

　　圖1是新型電源系統(tǒng)框圖。新型電源主要包括主功率電路和DSP控制電路，可以看作是一個典型的自動控制系統(tǒng)。交流電輸入電路后，通過EMI濾波器抑制外來電磁干擾，經(jīng)過整流電路輸入主功率電路。主功率電路是系統(tǒng)的控制對象，DSP控制電路是系統(tǒng)的主控制器。電壓檢測、電流檢測、電壓反饋是DSP控制電路的輸入，兩路脈沖寬度調(diào)制(PWM)是DSP輸出，相位相差180°，占空比小于0.5，通過驅(qū)動模塊控制開關(guān)管的導(dǎo)通和截止，使得兩相電感/電流相位交錯180°，電感/電流紋波相互疊加抵消以后,整個PFC電路的輸入電流紋波得以大大減小，有效減小電感和EMI濾波器的尺寸。圖2是交錯并聯(lián)Boost PFC的電流波形圖。整個系統(tǒng)采用雙環(huán)控制結(jié)構(gòu)，電壓環(huán)對輸出電壓進(jìn)行反饋和調(diào)節(jié),實(shí)現(xiàn)輸出電壓穩(wěn)定；電流環(huán)控制輸入電流跟隨輸入電壓變化,實(shí)現(xiàn)PFC的矯正，理論上能夠使功率因數(shù)達(dá)到1。

　　1.2 主電路參數(shù)設(shè)計(jì)

　　1.2.1 開關(guān)頻率的選擇

　　功率因數(shù)校正電路中，為了減小新型電源的體積和避免電路中的損耗過高，開關(guān)管的開關(guān)頻率不能偏低，也不能過高。本設(shè)計(jì)開關(guān)管的開關(guān)頻率fs為50 kHz，兩路電感電流交錯以后，實(shí)際輸入頻率達(dá)到100 kHz，這一頻率使得整個系統(tǒng)工作在最佳狀態(tài)。

　　1.2.2 耦合電感值的計(jì)算

　　兩路電感L1、L2采用正向耦合，在正常工作狀態(tài)下，L1、L2工作在DCM下，總的輸入電流工作在CCM下。由于兩路電感存在互感，解耦后的等效電路如圖3所示。

　　在輸入最低電壓峰值和PWM占空比小于0.5的情況下，需要滿足電感電流紋波要求。最小輸入峰值電壓為：

　　根據(jù)公式[7]：

　　得到：

　　其中Uo為輸出電壓有效值(400 V)，Uin為輸入電壓有效值，D為PWM占空比，且D<0.5，則電感值為：

　　取L1、L2的電感值為200 H，輸出功率為1 200 W。在輸出額定功率恒定的情況下，輸入最大電流峰值為：

　　設(shè)計(jì)中脈動電流為峰值電流的20%，則脈動電流：

　　電感上的峰值電流等于輸入最大峰值電流加上脈動電流的一半：

　　1.2.3 輸出電容的設(shè)計(jì)

　　當(dāng)輸入電源切斷后，保持時間是指輸出電壓跌落到正常電壓的90%，設(shè)計(jì)保持時間：?駐t=1.5 ms，則輸出電容：

　　設(shè)輸入電壓為：

　　輸入電流為：

　　效率為：?濁=95%，則輸出電流為：

　　Io在系統(tǒng)滿負(fù)載時輸出的電流為3 A。輸出電流io(t)的交流分量流經(jīng)輸出電容產(chǎn)生的電壓紋波為：

　　設(shè)計(jì)輸出紋波為輸出電壓的5%，則輸出電容為：

　　因此，輸出電容用一個1 000 F/450 V、一個220 F/450 V和2個10 F/450 V并聯(lián)，輸出電容實(shí)際值為1 240 F。

2 控制系統(tǒng)的分析與設(shè)計(jì)

　　為了實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)恒功率的控制，取整流后的輸入電壓平均值為V，在模擬控制中，V由二階低通濾波得到，含有二次紋波，會影響功率因數(shù)的提高。在改進(jìn)型算法中，用數(shù)字離散方法計(jì)算V：

　　式中，N表示一個周期內(nèi)的采樣次數(shù)，取2 000次；V(i)表示第i次采樣值，避免了引入二次諧波，提高了功率因數(shù)。對于傳統(tǒng)PFC電路的基準(zhǔn)電流容易受到輸入電壓干擾的缺點(diǎn)，提出了采用電壓環(huán)和電流環(huán)雙閉環(huán)數(shù)字PI控制算法。在此算法中，輸入電流正弦波形由DSP內(nèi)部軟件完成，當(dāng)輸入電壓受到干擾發(fā)生畸變時，能夠保證輸出為高度正弦的電流波形，從而使系統(tǒng)保持很高的功率因數(shù)，算法結(jié)構(gòu)如圖4所示。

　　基準(zhǔn)電壓Vref與輸出電壓采樣Vinput比較得到電壓誤差信號Verr，Verr經(jīng)過電壓調(diào)節(jié)器輸出信號A。信號A、數(shù)字正弦表取值B、輸入電壓平均值C、比例系數(shù)Km作為電流基準(zhǔn)算法的4個輸入，通過算法得到輸入電流基準(zhǔn)Iref。Iref與輸入電流采樣值Iinput比較之后得到電流誤差信號Ierr，Ierr經(jīng)過電流調(diào)節(jié)器計(jì)算后，輸出開關(guān)管的PWM驅(qū)動信號。由圖4可知，電壓環(huán)的傳遞函數(shù)：

　　其中，Vo是輸出電壓，令：

　　式中，Tv是采樣周期，將式(17)、式(18)代入式(16)進(jìn)行z變換，得：

　　再進(jìn)行z逆變換，得電壓環(huán)控制算法：

　　同理可得電流環(huán)傳遞函數(shù)：

　　式中，Io是開關(guān)管輸出電流，令：

　　采用雙線性變換：

　　式中，Ti是采樣周期，將式(23)、式(24)代入式(22)進(jìn)行z變換，得：

　　再進(jìn)行z逆變換，得電流環(huán)控制算法：

　　DSP數(shù)字控制程序由主程序和中斷服務(wù)子程序兩部分組成。主程序完成各功能模塊的初始化，中斷程序包括電壓環(huán)計(jì)算、電流基準(zhǔn)算法、電流環(huán)計(jì)算。程序流程圖如圖5所示。

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

　　本文基于DSP數(shù)字控制平臺，根據(jù)硬件和軟件設(shè)計(jì)，制作了一臺1.2 kW的數(shù)字PFC電源，并對創(chuàng)新型算法進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。實(shí)驗(yàn)參數(shù)：輸入電壓為220 V，開關(guān)頻率為50 kHz，耦合電感為200 H，輸出電容為1 240 ?滋F，輸出電壓為400 V。圖6(a)是輸出滿載1.2 kW的實(shí)驗(yàn)結(jié)果，可見輸入電流波形跟隨輸入電壓波形，功率因素為0.993，效率為95.715%，THD為2.558%。圖6(b)是輸出負(fù)載突然變化的情況下，輸入電流大小隨輸出負(fù)載變化而變化的波形圖，可見輸入電流波形跟隨輸入電壓波形，沒有發(fā)生畸變，輸出電壓穩(wěn)定，幾乎沒有抖動，功率因數(shù)為0.996，效率為95.506%，THD為2.304%。因此證明了新型電源和改進(jìn)型算法的可行性和正確性，系統(tǒng)穩(wěn)定性好，達(dá)到實(shí)驗(yàn)要求。

4 結(jié)論

　　本文針對并聯(lián)交錯Boost PFC新型電源，對耦合電感和輸出電容進(jìn)行了詳細(xì)的設(shè)計(jì)，提出了基于DSP的改進(jìn)型雙閉環(huán)控制算法，外環(huán)為電壓環(huán)，內(nèi)環(huán)為電流環(huán)，基于PI控制算法來實(shí)現(xiàn)內(nèi)部運(yùn)算，達(dá)到控制效果。最后設(shè)計(jì)并制作了1.2 kW的數(shù)字PFC電源。大量的實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，新型電源有效提高了功率因數(shù)和效率，降低了THD，很大程度上減少了電路對電網(wǎng)的諧波污染，具有很好的穩(wěn)定性和動態(tài)性，滿足工業(yè)上對負(fù)載突變的嚴(yán)格要求，擁有很好的市場應(yīng)用前景。

參考文獻(xiàn)

　　[1] SHIN H B，PARK J G，CHUNG S K，et al.Generalized steady-state analysis of multiphase interleaved boost con-verter with coupled inductors[J].IEE Electronics Power Application，2005，152(3)：584-594.

　　[2] CHANDRASEKARAN S，GOKDERE L U.Integrated mag-netics for interleaved dc-dc boost converter for fuel cell powered vehicles[C].Proceedings of IEEE Power Electronics Specialist Conference，2004：356-361.

　　[3] 胡芝軍，劉湛，張方華，等.交錯并聯(lián)LLC諧振變換器的研究[J].電力電子技術(shù)，2014，48(1)：21-23.

　　[4] 劉方霆，王永攀，朱忠尼，等.兩路交錯并聯(lián)DC/DC變換器軟開關(guān)控制策略研究[J].電力電子技術(shù)，2013，47(9)：1-3.

　　[5] 汪洋，羅全明，支樹播，等.一種交錯并聯(lián)高升壓BOOST變換器[J].電力系統(tǒng)保護(hù)與控制，2013，41(5)：133-139.

　　[6] 楊飛，阮新波，楊洋，等.采用耦合電感的交錯并聯(lián)電流臨界連續(xù)Boost PFC變換器[J].電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2013，28(1)：215-224.

　　[7] 王山山.交錯并聯(lián)Boost PFC變換器的研究[D].杭州：浙江大學(xué)，2010.