文獻標識碼: A
DOI:10.16157/j.issn.0258-7998.174543
中文引用格式: 林玉婷,曹太強,陳雨楓. LLC諧振變換器在兩級充電機的應用研究[J].電子技術(shù)應用,2018,44(9):162-166.
英文引用格式: Lin Yuting,Cao Taiqiang,Chen Yufeng. The research and application of LLC resonant converter in two-stage charger[J]. Application of Electronic Technique,2018,44(9):162-166.
0 引言
車載充電機拓撲通常由前級PFC和后級DC-DC組成[1-3],以實現(xiàn)高功率因數(shù)、低諧波的蓄電池充電[4-5]。隨著充電機功率密度要求的提高,單級Boost PFC電路很難滿足需求。本文采用兩級交錯并聯(lián)Boost PFC作為充電機的前級,提高變換器功率密度、充電效率的同時,還降低了輸入電流諧波及開關(guān)損耗[6-8]。
本文分析了兩級交錯并聯(lián)Boost PFC電路平均電流控制原理和后級半橋LLC諧振變換器電路脈沖頻率調(diào)制(Pulse Frequency Modulation,PFM)下的工作原理,并采用FHA分析法[9]建立了LLC諧振電路的穩(wěn)態(tài)模型,研究了諧振網(wǎng)絡的電壓增益及輸入阻抗與開關(guān)頻率的關(guān)系,為不同工作模式下LLC諧振網(wǎng)絡的參數(shù)設計提供了理論指導。
1 兩級交錯并聯(lián)Boost PFC變換器
兩級交錯并聯(lián)Boost PFC變換器拓撲如圖1所示,由兩個參數(shù)相同的Boost PFC變換器單元并聯(lián)而成,電路中兩個功率開關(guān)管的PWM驅(qū)動信號相位相差180°[10]。
圖2所示,兩級交錯并聯(lián)Boost PFC變換器與單級拓撲相比,輸入電流紋波在整個占空比范圍內(nèi)均得到改善。當占空比為50%時,紋波電流接近零。
2 半橋LLC諧振變換器
半橋LLC諧振變換器拓撲如圖3所示。其采用PFM控制模式,即開關(guān)以互補導通的方式控制,通過改變開關(guān)頻率調(diào)節(jié)輸出電壓和電流。
2.1 半橋LLC諧振變換器工作原理
串聯(lián)諧振回路中包括Lr、Lm、Cr 3個諧振元件,構(gòu)成了兩個不同的諧振頻率。當整流側(cè)有電流流過時,變壓器的勵磁電感Lm被輸出電壓鉗位不參加諧振,諧振頻率只由Lr和Cr決定,故為:
根據(jù)變壓器輸入電壓和負載的不同,工作分為模式I(fm<f<fr),II(f=fr)和III(f>fr),模式II和III包含在I中,所以本文僅對模式I作介紹,模式I波形如圖4所示。
3種模式下變換器原邊開關(guān)管都能實現(xiàn)ZVS。模式I和II能實現(xiàn)副邊二極管的ZCS,但模式III副邊二極管有反向恢復損耗,所以應盡量使其工作在fr附近。
2.2 基于FHA穩(wěn)態(tài)建模與分析
不同于傳統(tǒng)的PWM變換器利用平均值傳輸能量,LLC諧振變換器利用電壓電流基波分量傳輸能量,不考慮其他諧波,本文采用FHA[9]對半橋 LLC進行建模,如圖5所示。
諧振電路兩端口模型可以由其傳遞函數(shù)H(s)表示:
為了方便分析,用以下參數(shù)定義:
如圖6(a)所示,當fn=1時,增益曲線上出現(xiàn)一獨立負荷點,該點時直流增益不受Q與k的影響恒為1,輸出特性最佳。當f<1時,Q越大直流增益越小,存在一個極大值點,該點隨著Q的增加逐漸右移,直到與f=1重合。
圖6(b)為電壓增益對fn的不同k值曲線,由圖知諧振頻率fr(fn=1)處呈現(xiàn)與負載無關(guān)的工作點,峰值點k值越大,峰值電壓增益越大,開關(guān)頻率上的電壓增益更敏感,使控制和調(diào)節(jié)更容易;但k值不能太大,否則勵磁電感過小,會造成過大的導通和關(guān)斷損耗。
由圖5所示的統(tǒng)一FHA模型可得到諧振網(wǎng)絡歸一化輸入阻抗表達式:
由式(7)可得歸一化輸入阻抗幅值表達式:
當fn>fn.cross時,|Zn(fn,K,Q)|隨著Q的減小而減小,特征阻抗的減小使得輸出電流變??;當fn<fn.cross時,|Zn(fn,K,Q)|隨著Q的減小而增大,特征阻抗的減小使得輸出電流變小。因此,諧振變換器的工作頻率要盡量高于fn.cross。此外,當諧振頻率fn工作在(fn.cross,1)區(qū)間時才是諧振變換器的理想工作頻率范圍。因此需要找到(fn.cross,1)范圍內(nèi)感性和容性區(qū)域的分界線。
設Zn(fn,K,Q)的虛部為零,可得到LLC諧振變換器的容性和感性區(qū)域的分界線。分析結(jié)果如下:
由式(13)可以描繪出Mmax(λ,Q)的軌跡,就可得到感性和容性區(qū)域的分界線,如圖8所示。
如圖8所示每個給定的Q值,增益曲線的峰值都落在容性區(qū)域。虛線為輸入阻抗的分界線,當工作于容性區(qū)時開關(guān)管可實現(xiàn)ZCS,而工作于感性區(qū)時可實現(xiàn)ZVS。
此外,通過式(13)可以求解fn,從而得到允許最大增益落在分界線上的最小歸一化頻率fn.min:
此外,把式(14)代入式(11),可得允許最大增益落在分界線上的最大品質(zhì)因數(shù):
由式(14)、式(16)可確定諧振變換器的頻率區(qū)間。
3 實驗結(jié)果分析
為了驗證理論分析的正確性,根據(jù)上文的分析和仿真設計了一臺1.5 kW實驗樣機。實驗結(jié)果如下。
圖9表明輸入側(cè)實現(xiàn)單位功率因數(shù)且THD值低于4%;次級LLC諧振變換器的工作頻率約為96 kHz,接近諧振頻率;純阻性負載時輸出電流紋波為1.8 A。圖10為充電機輸出效率曲線,最高輸出效率可達94%。
4 結(jié)論
本文設計了一款交錯并聯(lián)Boost PFC電路作為前級,半橋LLC諧振電路作為后級的兩級式拓撲結(jié)構(gòu)的車載充電機。試驗結(jié)果表明:在175~265 V的交流電壓輸入范圍內(nèi)充電機能夠保持高效穩(wěn)定地工作,整機運行功率因數(shù)可達至0.99,輸入電流諧波含量能夠控制在4%以下。額定負載時,后級LLC諧振變換器的開關(guān)頻率可控制在諧振頻率附近,實現(xiàn)了軟開關(guān),確保功率開關(guān)管工作在ZVS狀態(tài),降低了開關(guān)管損耗和溫升,輸出整流二極管能實現(xiàn)ZCS,降低了反向恢復損耗。在阻性、容性負載條件下均具有較高的效率,最高可達94%。
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作者信息:
林玉婷,曹太強,陳雨楓
(西華大學 電氣與電子信息學院,四川 成都610039)