0 引言

    隨著開關(guān)電源趨于高頻化，高性能的變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)應(yīng)運(yùn)而生，LLC諧振變換器作為軟開關(guān)電源拓?fù)涞囊环N，不僅能夠在寬輸入電壓下實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，且具有很高的轉(zhuǎn)換效率，不同工作頻率下產(chǎn)生可變電壓增益，是目前最具前景的變換器拓?fù)渲?，廣泛應(yīng)用于開關(guān)電源、通信電源等高頻電源領(lǐng)域^[1]。

    目前較為主流的軟開關(guān)電源拓?fù)溆幸葡嗳珮騊WM變換器和LLC諧振變換器。文獻(xiàn)[2]提出一種三電平ZVS PWM變換器，適用于寬輸入電壓場合，但隨著輸入電壓的增高，環(huán)路電流隨之增大，導(dǎo)致整個(gè)電路效率下降。三電平LLC串聯(lián)諧振變換器在軟開關(guān)狀態(tài)下電壓調(diào)節(jié)范圍較窄，為了實(shí)現(xiàn)寬范圍電壓增益，文獻(xiàn)[3]提出了相移控制和頻率調(diào)制混合控制策略，但在輕載時(shí)效率較低，且隨著開關(guān)頻率的增大，次級漏感對輸入輸出電壓增益影響不可忽略。文獻(xiàn)[4]在半橋LLC串聯(lián)諧振變換器基礎(chǔ)上結(jié)合次級漏感進(jìn)行改進(jìn)，以改善高開關(guān)頻率下的模型精度。

    本文采用非對稱脈沖寬度調(diào)制，控制系統(tǒng)采用功率控制回路和頻率跟蹤回路，非對稱脈沖寬度調(diào)制(APWM)作為功率調(diào)節(jié)，鎖相環(huán)(PLL)作為頻率跟蹤控制。同時(shí)結(jié)合次級漏感進(jìn)行改進(jìn)，以改善高開關(guān)頻率下的模型精度。

1 LLC串聯(lián)諧振變換器工作模態(tài)

    圖1為三電平半橋LLC串聯(lián)諧振變換器的等效電路模型，初級側(cè)為兩個(gè)半橋LLC串聯(lián)連接，共用一個(gè)諧振電感L_r，使得每個(gè)開關(guān)管兩端的電壓箝位在輸入電壓的一半；次級側(cè)為一個(gè)倍壓整流器，L_s，lk為變壓器次級側(cè)漏感。每組半橋LLC串聯(lián)電路中上面的開關(guān)管Q₁、Q₃由恒定占空比同時(shí)驅(qū)動，下面的開關(guān)管Q₂、Q₄開通與上面開關(guān)管形成互補(bǔ)。

    三電平半橋LLC串聯(lián)諧振變換器在兩級控制回路下工作波形如圖2所示，通過對占空比的控制實(shí)現(xiàn)高效輸出。

    每個(gè)開關(guān)周期分成6個(gè)階段，圖3所示為變換器正半周運(yùn)行電路。

    階段1[t₀～t₁]：t₀時(shí)刻，Q₁、Q₃零電壓開通，L_r與C_r1、C_r2同時(shí)發(fā)生諧振，流過諧振電感L_r的電流i_Lr逐漸增大，變壓器初級側(cè)電壓箝位在nU₀，通過勵(lì)磁電感的電流i_Lm正向線性增長，這個(gè)階段的電流如下表示：

    階段2[t₁～t₂]：t₁時(shí)刻，i_Lr(t)=i_Lm(t)，此時(shí)，D₁零電流關(guān)斷，勵(lì)磁電感參與諧振，變壓器一次側(cè)沒有能量傳遞到二次側(cè)，負(fù)載的電能由輸出電容提供。期間電流可以表示如下：

    階段3[t₂～t₃]：t₂時(shí)刻，Q₁、Q₃關(guān)斷，Q₁、Q₃兩端電壓從0開始線性增長，Q₂、Q₄兩端電壓從V_in/2減小至 i_Lm(t₂)，當(dāng)Q₁、Q₃兩端電壓為V_in/2時(shí)，次級側(cè)D₂導(dǎo)通，L_r與C_r1、C_r2再次發(fā)生諧振，t₃時(shí)刻Q₂、Q₄零電壓開通。這個(gè)階段的電流表示如下：

    階段4～6的工作原理以及工作電路分別與階段1～3類似，由于篇幅所限，不再贅述。

2 LLC變換器兩級控制策略

    通常情況下，效率取決于變換器的電壓轉(zhuǎn)換比。在諧振頻率下，LLC變換器的電壓轉(zhuǎn)換比只與變壓器的匝數(shù)比有關(guān)。然而，由于頻率恒定，在傳導(dǎo)損耗變得可以忽略不計(jì)的輕載條件下，鐵損在總損耗中占主導(dǎo)地位。因此，為了提高輕載效率，降低變壓器磁芯損耗至關(guān)重要。

    本文采用兩級控制架構(gòu)，變頻非對稱脈寬調(diào)制作為功率環(huán)，通過對占空比的調(diào)節(jié)改變輸出功率，提高輕載效率；鎖相環(huán)回路作為頻率環(huán)，追蹤諧振頻率?？刂平Y(jié)構(gòu)框架圖如圖4所示。

3 功率環(huán)設(shè)計(jì)

    在軟換向滿載條件下，次級側(cè)整流二極管的高反向電壓是由次級漏感中的大電壓變化引起的。本文結(jié)合次級漏感對LLC諧振變換器模型進(jìn)行改進(jìn)，采用改進(jìn)型FHA模型對階段1輸入輸出電壓增益和諧振回路阻抗進(jìn)行分析，原理圖如圖5所示。

    電壓增益表達(dá)式如下：

其中L_s，lk為次級側(cè)漏感，f_r1，mod、f_r2，mod分別為次級側(cè)漏感參與諧振和不參與諧振時(shí)的諧振頻率。

4 仿真分析

    為了驗(yàn)證反饋控制器的有效性，本文在Saber環(huán)境下搭建了基于雙環(huán)控制的串聯(lián)LLC諧振變換器仿真模型，同時(shí)加入反饋控制電路。

    圖6為兩個(gè)反饋補(bǔ)償器閉環(huán)增益，高交叉頻率下沒有相位裕度，具有穩(wěn)定性問題；低交叉頻率穩(wěn)定性相對較好，動態(tài)性能較差。

    直線為考慮反饋補(bǔ)償器時(shí)間延遲的閉環(huán)幅頻相頻特性曲線，虛線為不考慮時(shí)間延遲的幅頻相頻曲線。從圖6可以看出，忽略補(bǔ)償器時(shí)間延遲的情況下，沒有相位裕度，系統(tǒng)缺乏穩(wěn)定性。

5 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

    根據(jù)上述理論推導(dǎo)及分析結(jié)果搭建了一臺5 kW的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，具體參數(shù)如下：輸入電壓U_in=400～600 V，輸出電壓U_o=500 V，輸出電流I_o=10 A，開關(guān)頻率f_s=100 kHz，諧振頻率f_r=121.3 kHz，諧振電容C_r1=C_r2=96.4 nF，諧振電感L_r=21.7 μH，勵(lì)磁電感L_m=120.6 μH，數(shù)字控制器采用恩智浦的STM32f407。

    圖7分別為采用兩級控制和傳統(tǒng)控制的諧振電流波形圖，負(fù)載為20%。

    從圖7中可以看出，與傳統(tǒng)的控制方式相比，采用兩級控制策略能在輕載狀況下降低變壓器的最大磁通量和工作頻率，從而可以提高輕載效率，優(yōu)化了系統(tǒng)的動態(tài)性能。

    圖8為輕載時(shí)效率與輸出電壓之間的關(guān)系，傳統(tǒng)的功率變換器設(shè)計(jì)在輸出整流器中顯示出大的初級循環(huán)電流和高開關(guān)損耗，加入雙環(huán)控制使得系統(tǒng)在輕載條件下效率提升3%。

6 結(jié)論

    本文采用兩級控制環(huán)路對串聯(lián)LLC諧振變換器進(jìn)行控制，功率環(huán)通過改變占空比調(diào)制輸出功率，頻率環(huán)追蹤諧振頻率，不僅可以在寬負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)開關(guān)管ZVS和整流二極管ZCS，同時(shí)提高了輕載效率。另外，對于反饋補(bǔ)償器的設(shè)計(jì)，分析了數(shù)字控制器的延時(shí)效應(yīng)，獲得適當(dāng)?shù)慕徊骖l率和足夠的相對穩(wěn)定性。5 kW的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)驗(yàn)證了該控制策略可以在輕載情況下提升3%的效率。

參考文獻(xiàn)

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作者信息：

董飛駒，邵如平，王  達(dá)

(南京工業(yè)大學(xué) 電氣工程與控制科學(xué)學(xué)院，江蘇 南京211816)