盡管滿擺幅（rail-to-rail）運算放大器現(xiàn)在是一種公認的高端直流（dc）電流檢測方法，但可靠的電路仍然需要仔細的分析與設計。

　　在負載的高端進行電流檢測通常是可取的。不過，為了成功地實現(xiàn)這種方法，工程師們必須克服一些設計障礙?，F(xiàn)在，由于可以得到滿擺幅運算放大器，圖1所示 電路業(yè)已成為一種受歡迎的高端直流檢測手段。這種電路受歡迎有幾個原因，它以單電源供電，電源電壓范圍寬，因而適用于高端或低端電流檢測。輸入 CMRR（共模抑制比）也與運算放大器本身的基本抑制特性相當，并且不依賴于電阻器的匹配。該電路的增益和輸入輸出電壓范圍設置方便，可達到±1%乃至更 佳測量精度。只要元件選擇得當，它還可以在很寬的溫度范圍內工作，并且不需要“特殊功能”IC或單電源IC。

　　本例采用的滿擺幅運算放大器的優(yōu) 點是，輸入共模范圍可以一直“達到”正電源電壓。大多數(shù)常規(guī)運算放大器的輸入電壓范圍僅僅在正電源電壓的大約1V或2V 以內。在選擇滿擺幅運算放大器時要小心謹慎。制造商可能使用這一術語來表示輸入電壓范圍、輸出電壓范圍或同時表示輸入和輸出電壓范圍。在本例應用中，滿擺 幅運算放大器的主要特性是，其輸入范圍包含正電源電壓。剛上市的一些運算放大器都具有高端檢測所必需的這一特性，不過這些器件并沒有歸類為滿擺幅運算放大器；其中一個例子就是LF355 FET輸入型運算放大器。

圖1，這一基本的直流電流檢測電路具有良好的測量精度，可在很寬的溫度范圍內工作，不需要獨家生產的集成電路。

　　圖1所示電路先檢測電流檢測電阻器兩端的壓降，然后調節(jié)輸出晶體管的工作點，從而在ROUT和由RIN形成的反饋路徑中產生同樣的電流。由于本例中的晶體管具有反相響應，你必須將反饋路徑接回到同相輸入端，以獲得完全的負反饋響應。該電路的傳遞函數(shù)為：

　　這個電路存在幾個潛在的誤差來源。很顯然，你要確保電流檢測電阻器具有應用所必需的精確度。再者，你要確保增益電阻器（ROUT/RIN）很精確。R'IN是 選件，用來進一步降低由運算放大器的輸入偏置電流引起的任何失調誤差。除此之外，你還得在輸出晶體管上費些腦筋。如果你使用雙極結型晶體管，則附加的基極 電流會產生輸出誤差。如果雙極結型晶體管具有的β為100（β=100），你就可以預料到輸出會提高1%（即1/β，用百分比表示）。你可以用達林頓晶體 管來大大降低這種誤差。此外，你也可以使用MOSFET，這種器件因其源極電流和漏極電流完全相同，不存在這種等效的基極電流誤差。但是，由于可能存在由 MOSFET漏電流引起的誤差，所以漏電流小的器件是最佳選擇。這種漏電流只是在測量零電流或甚小電流值時才會產生誤差，但是不會像雙極結型晶體管那樣產 生“增益”誤差。

　　最后一個要解決的問題是輸入和輸出的濾波。在大多數(shù)情況下，增加一只與ROUT并聯(lián)的電容器就綽綽有余了。這樣做就可給出如下熟悉的濾波響應：

　　如果輸出必須對負載電流的快速變化迅速做出響應，則你要確保輸出濾波器符合必要的上升/下降時間要求。你可以通過以下公式快速估算該值：

　　%20　如果你的電路必須在輻射電平和傳導噪聲電平很高的惡劣環(huán)境下工作，則要確保檢測引腳盡可能短并減小這些引腳之間的環(huán)路面積。不要把電容器直接接在運算放%20大器的反相引腳和同相引腳之間；這樣做可能會導致嚴重的穩(wěn)定性問題。如果你堅持要在輸入端增加濾波功能，那就要采用圖2所示的安排。CDIFF有助于限制差分噪聲的帶寬，在其他情況下，這種噪聲會被作為合法信號加以放大和處理。元件參數(shù)值如圖2所示時，3-dB帶寬大約為800%20Hz。修改輸出級（ROUT和COUT）還可以進一步提高過濾功能。

　　運算放大器能充分抑制共模噪聲，如60-Hz噪聲，但是其抑制共模噪聲的能力隨頻率的升高而降低。在這一方面，可以在運算放大器不起作用處增加共模電容器（CCM）來濾除共模噪聲。在所給的例子中，f3dB-CM設置為大約160 kHz。不要使用電容量較大的CCM來進一步改善共模抑制性能。如果CCM電容器的電容值太大，匹配又不良，共模噪聲就會轉換成（由于電容器值失配而引起的）差模信號，于是，放大器會將其作為合法信號來處理。

　　一個經驗法則是選用對設定輸入帶寬最有意義的CDIFF值。然后，選用CCM,使其電容量小到1/10，最好為1/100。并要確保這些電容器具有合理的容差和良好匹配。溫度系數(shù)很小的陶瓷電容器價格低廉，非常適合用做CCM。此外，還要記住運算放大器電源引腳之間適當去耦也是非常重要的，因為傳導噪聲也可通過電源進入，尤其是在運算放大器直接由高端電源線供電（如圖所示）時。

　　該電路的輸出阻抗等于ROUT， 因此，如果你將該電路輸出端連接到一個具有相對較低輸入阻抗的ADC（例如許多微控制器中的ADC），那就要使用跟隨器來緩沖輸出，以防止輸出端無謂加載 和引起重大差錯。幸運的是，如果使用的是雙運算放大器，就可以將剩余的運算放大器配置成跟隨器，從而在不增加空間的情況下，很方便地完成這一任務。

　　規(guī)定使用±15V電源的滿擺幅運算放大器，可以由高達30V的電源供電。在由較高電壓的電源供電時，圖3所示電路非常理想。運算放大器僅承受齊納穩(wěn)壓器 兩端的電壓，而輸出晶體管則提供必要的以地為基準的電平移動。對高端電壓最大值的唯一限制是，它不可超過輸出晶體管的額定擊穿電壓。

　　圖3，在進行高壓直流電流檢測的場合，齊納穩(wěn)壓器為運算放大器提供了一個高端基準電源。

　　要注意的是，運算放大器的參考點是相對于其V+電源端的，而在前面電路中則是相對于V-電源端的。這就要求你用npn晶體管（或n溝道FET）去替換pnp晶體管（或p溝道FET），并觀察反相和同相輸入端的合適取向。在其他情況下，適用于前面電路的公式、論述、濾波技術和工作原理同樣適用于這一電路。這個電路的唯一不利之處是，如果輸出要求緩沖的話，它必須使用一個獨立的運算放大器。

　　這些電路都很靈活，通常具有良好的性能。不過，根據(jù)運算放大器、晶體管和濾波器電路的最終選用情況，進行測試并確保在整個預期的電流測量范圍內具有足夠 的順應性，這始終不失為明智之舉。你只要在電路受到負載電流階躍變化時，用示波器監(jiān)測基極電壓或柵極電壓，就可以驗證這一穩(wěn)定性。

　　表1列出了 現(xiàn)成的電流檢測集成器件，這些器件的體系結構與本文中所述的相同。不過，盡管表1所列的許多器件可能相互之間“功能相同”，但不可能找到任何一種非獨家生 產的器件。在選用這樣一種器件時，要確保其電壓額定值在設計的電源電壓范圍之內。有些器件可進行雙向電流檢測，并可能具有比較器來提供“行程”指示。有些 器件的實際額定工作溫度為-40℃至+125℃，使其在汽車和工業(yè)中的應用范圍得以擴大。

　　IR21XX系列的獨特之處在于，其浮動溝道體系結構允許在高達600V的電位下進行高/低端電流檢測。其輸出不是模擬電壓，而是正比于被測電流的輸出脈沖寬度。它允許在沒有ADC的情況下進行微處理器接口。此外，它還可通過光耦合器來傳遞脈沖寬度，實現(xiàn)真正的隔離。

　　表1還列出了一些可供選用的霍爾效應型電流檢測器件?；魻栃碗娏鳈z測可實現(xiàn)電流變壓器那樣的完全隔離；兩者的區(qū)別就在于霍爾效應既適合直流電流檢測又適合交流電流檢測。

　　表1所列器件絕非完整無缺，許多制造商會定期在其產品系列中增加電流檢測器件，并且以甚至更快的速度淘汰一些產品。