蔡德龍，劉成安，蔡鐘斌，呂濤

　　（西南科技大學(xué) 國防科技學(xué)院，四川 綿陽 621010）

       摘要：多階1/4波長濾波器理論為寬帶定向耦合器的研究提供了依據(jù)，利用該方法設(shè)計了應(yīng)用頻段為2～6 GHz的多節(jié)3 dB的交錯耦合帶狀線定向耦合器，并利用電磁仿真軟件HFSS進行仿真。仿真結(jié)果表明，該帶狀線耦合器具有良好的方向性、較高的耦合度和較低的插損，從而為這類寬帶強耦合度耦合器的研究提供了一定的參考價值。

　　關(guān)鍵詞：無線電電子學(xué)；帶狀線耦合器；寬帶；電磁仿真；HFSS

0引言

　　國家科技支撐計劃項目（2013BAH32F00）耦合器是現(xiàn)代微波工程測試技術(shù)中廣泛用到的無源器件,其主要作用是將微波信號進行某個方向的功率耦合，將耦合后的功率信號進行檢測、調(diào)節(jié)等處理。定向耦合器因其體積小、損耗低、可靠性高而備受青睞。隨著微波工程技術(shù)的發(fā)展，各種形式的耦合器得到了研究與應(yīng)用。參考文獻［1］提出了一個應(yīng)用于8-12 GHz的E面波導(dǎo)3 dB耦合器的改進型結(jié)構(gòu)。參考文獻［2］報道了基于波導(dǎo)的Q波段3 dB環(huán)形電橋的設(shè)計，證明了這種環(huán)形電橋在該頻段良好的電磁性能。參考文獻［3］提出了一種應(yīng)用于2-20 GHz的新拓撲超寬帶20 dB的定向耦合器，在通帶內(nèi)取得滿意的效果。

　　但以上研究均存在一些不足，就是其相對帶寬較窄，在實際應(yīng)用上具有一定的局限性，當(dāng)帶寬較寬時，難以實現(xiàn)強耦合［3］。由于波導(dǎo)本身截止頻率的約束，對于寬帶跨波段耦合器的研究則無法再使用波導(dǎo)的形式來實現(xiàn)。相對于常用的微帶線，采用帶狀線形式的傳輸線具有更高的功率容量和更低的輻射損耗。利用帶狀線3 dB耦合器作為功分/合成網(wǎng)絡(luò)，可以研制更大功率的固態(tài)功放［4］。

1耦合器的基本結(jié)構(gòu)

　　常見的耦合器基本結(jié)構(gòu)如圖1所示，其耦合原理在一些文獻中有詳細的闡述［5］。當(dāng)P1為輸入信號端口時，P2端口則為直通端口，P3端口為耦

合端口，P4端口為隔離端口。其中，平行耦合線的長度等于中心頻率對應(yīng)波長的1/4。

　　以上結(jié)構(gòu)的耦合器因具有結(jié)構(gòu)簡單、尺寸小、制造方便等優(yōu)點得到了較為廣泛的應(yīng)用。由于采用這種單節(jié)耦合線，使得該定向耦合器也存在一些不足，即無法達到足夠的帶寬。為了達到這一要求，采用多節(jié)1/4平行耦合線是一種較為有效的方法。參考文獻［6］提出的3/4波長耦合線寬邊耦合器就是對該方法的成功實踐。參考文獻［7］采用襯底型五級平行耦合帶狀線實現(xiàn)了6 dB超寬帶耦合器的研究?？梢娡ㄟ^多節(jié)1/4波長平行耦合線研制的耦合器可以顯著擴展帶寬。

　　耦合線結(jié)構(gòu)示意圖平行寬邊帶狀耦合線結(jié)構(gòu)如圖2所示。導(dǎo)體平行置于間距為B的兩接地板之間，中間填充介電常數(shù)為εr的介質(zhì)，導(dǎo)體間距為S，兩導(dǎo)體水平偏移為W0，由于導(dǎo)體之間、導(dǎo)體與介質(zhì)之間有著較強的介質(zhì)耦合，故利用該結(jié)構(gòu)可以研制強耦合度的耦合器。

2設(shè)計流程

　　2.1設(shè)計指標(biāo)

　　根據(jù)項目要求，所要設(shè)計的耦合器指標(biāo)如表1所示。

　　2.2設(shè)計思路

　　根據(jù)設(shè)計指標(biāo)，所設(shè)計的3 dB帶狀線耦合器屬于強耦合度的耦合器。采用多節(jié)1/4波長帶狀線即使兩帶狀線完全重疊也難以達到3 dB耦合度的要求。參考文獻［8］通過兩個單節(jié)級聯(lián)帶狀線耦合器研制的3 dB耦合器在8~12 GHz取得了令人滿意的效果。因此考慮使用完全相同的兩個8.34 dB的帶狀線耦合器級聯(lián)來達到設(shè)計要求。

　　首先根據(jù)設(shè)計指標(biāo)可知，其帶內(nèi)中心頻率f0=(f1+f2)/2=4 GHz，由帶寬公式B=f2/f1和相對帶寬公式W=BW/f0（其中B、W為絕對帶寬）確定該耦合器的帶寬B=3以及相對帶寬W=1.043 55，在滿足設(shè)計要求的情況下，應(yīng)當(dāng)考慮小型化問題，級盡可能地使得節(jié)數(shù)n更小。通過查詢切比雪夫耦合傳輸線定向耦合器歸一偶模阻抗數(shù)值表，得到如表2所示［9］的數(shù)據(jù)。

　　其中，δ是理想情況下的紋波，單位是dB。由于所設(shè)計的是多節(jié)對稱耦合型耦合器，且

　　故Z3=Z1，以此計算得到奇偶模阻抗值如表3所示。

　　擬選取TACONIC公司的介電常數(shù)εr=2.65的PCB板材，利用ADS中的傳輸線計算工具可以計算線寬W。上下導(dǎo)體的間距S設(shè)置為0.254 mm，導(dǎo)體與地之間的介質(zhì)厚度設(shè)置為0.762 mm，兩接地板之間的距離B設(shè)置為1.778 mm。經(jīng)過多次迭代運算，可以得到單個帶狀線耦合器的導(dǎo)體寬度W與兩層導(dǎo)體的位移W0如表4所示。

3建模與仿真

　　根據(jù)以上相關(guān)數(shù)據(jù)，可以完整地建立耦合器的模型?？紤]到使用兩個完全相同的耦合器級聯(lián)，故每個耦合器兩導(dǎo)體使用交錯耦合結(jié)構(gòu)，每層導(dǎo)體呈中心對稱結(jié)構(gòu)，如圖3所示。

　　利用全三維電磁仿真軟件HFSS，建立了圖3所示的對稱型多節(jié)帶狀線耦合器模型，由于導(dǎo)體很薄，信號在導(dǎo)體上的實際傳輸損耗非常小，故導(dǎo)體采用理想導(dǎo)體（即厚度為零）?？紤]到使用兩個交錯帶狀線耦合器級聯(lián)實現(xiàn)3 dB強耦合，建模的時候，利用一個8.34 dB耦合器通過鏡像、合并即可實現(xiàn)。

　　由于采用多節(jié)耦合，要達到所設(shè)計的指標(biāo)，需要將多個變量進行優(yōu)化以尋求最佳效果。而且每相鄰兩節(jié)導(dǎo)體之間的不連續(xù)性比較明顯，通過在不同地方添加導(dǎo)體枝節(jié)的方法，可以顯著改善帶狀線導(dǎo)體的不連續(xù)性引起的損耗，優(yōu)化反射系數(shù)。整個3 dB帶狀線耦合器模型如圖4所示。

4仿真結(jié)果

　　在HFSS建模窗口中的分析求解欄中設(shè)置好掃描類型、求解頻率及步長，對所建立的3 dB耦合器模型進行仿真，仿真結(jié)果如圖5-圖8所示。

　　通過以上仿真結(jié)果可以看出，采用交錯型耦合結(jié)構(gòu)設(shè)計的帶狀線耦合器在通帶內(nèi)具有較低的損耗和較高的隔離度，耦合器的直通端口與耦合端口的電磁能量近乎均等，使得耦合器能實現(xiàn)良好的3 dB功率平分。

　　在仿真優(yōu)化的過程中發(fā)現(xiàn)，介質(zhì)厚度的變化、枝節(jié)長度和寬度的變化以及枝節(jié)所在的位置等參量都與仿真結(jié)果密切相關(guān)。中間介質(zhì)的厚度越薄，耦合越緊，但隔離度變差；上下兩層介質(zhì)越薄，耦合越松，隔離度越好；同一帶寬條件下，頻率越高，其端口駐波比越差；靠近端口處的帶狀線枝節(jié)可以顯著地改善反射系數(shù)。各枝節(jié)的尺寸與具體位置是通過綜合考慮各種指標(biāo)通過優(yōu)化相關(guān)參數(shù)來確定的。

5結(jié)論

　　本文基于多節(jié)對稱型耦合傳輸線耦合器設(shè)計思路，通過查表法設(shè)計了一款頻段位于2-6 GHz的3 dB交錯級聯(lián)帶狀線耦合器。利用HFSS對所設(shè)計的耦合器模型進行了仿真，仿真結(jié)果表明，增加導(dǎo)體枝節(jié)后，在2-6 GHz頻段內(nèi)，所設(shè)計的耦合器的傳輸系數(shù)、反射系數(shù)和隔離度有較大的改善，其指標(biāo)都滿足預(yù)期指標(biāo)要求，也易實現(xiàn)小型化。利用該方法可以設(shè)計這類帶寬更寬的耦合器。

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