0 引言

    隨著美國(guó)導(dǎo)航系統(tǒng)GPS的發(fā)展，GPS憑借其自身的優(yōu)勢(shì)，已經(jīng)涉及到生活的各個(gè)領(lǐng)域，相比GPS系統(tǒng)，我國(guó)的導(dǎo)航產(chǎn)業(yè)還處于初期階段，中頻帶通濾波器作為全集成接收機(jī)芯片中的一個(gè)重要組成部分是不可缺失的，因此對(duì)其研究也顯得尤為重要。本文基于TSMC 0.18 μm CMOS工藝技術(shù)對(duì)導(dǎo)航系統(tǒng)的中頻濾波器進(jìn)行了設(shè)計(jì)，以具有增益的雙極點(diǎn)節(jié)為基礎(chǔ)，設(shè)計(jì)了一個(gè)二階有源低通濾波器，然后通過級(jí)聯(lián)的方式實(shí)現(xiàn)了用于導(dǎo)航系統(tǒng)的中頻濾波器。

1 Chebyshev切比雪夫?yàn)V波器

    由于ChebyshevI型和ChebyshevII型濾波器可以將要求的指標(biāo)精度均勻地分布在通帶內(nèi)或阻帶內(nèi)，正因?yàn)槿绱耍拍軌蛟跐M足指標(biāo)的情況下很容易設(shè)計(jì)出階數(shù)較低的濾波器,而Chebyshev I型滿足本設(shè)計(jì)指標(biāo)要求。Chebyshev I型幅頻特性如圖1所示。

2 濾波器階數(shù)的確定

    由公式[2]：

α_min為阻帶內(nèi)的最小衰減，α_max為通帶內(nèi)的最大衰減，Ω_s為通帶頻率，Ω_p為阻帶頻率。根據(jù)給出的指標(biāo)，通過計(jì)算可知n取6。因此該中頻濾波器結(jié)構(gòu)選用3個(gè)二階切比雪夫低通濾波器和一個(gè)高通的緩沖器級(jí)聯(lián)而成，每一級(jí)為差分多路反饋二階低通濾波器。根據(jù)上述指標(biāo)中的平坦度、－３ dB帶寬和n＝６這3個(gè)條件查找濾波器設(shè)計(jì)手冊(cè)，可以得到每個(gè)二階環(huán)節(jié)的傳輸函數(shù)系數(shù)。為了使濾波器的噪聲系數(shù)達(dá)到一個(gè)較低的水平，把增益盡量分配給前兩級(jí)。

3 二階低通濾波器電路設(shè)計(jì)

    具有增益的雙極點(diǎn)節(jié)原理如圖2所示。根據(jù)二階低通濾波器的傳輸函數(shù)：

    通過確定C₅，然后根據(jù)式(5)～式(9)就可以確定元件的值。

    然后利用仿真工具，通過仿真修改后得到精確的值分別為：R₁=2.49 kΩ，C₂=622.238 fF，R₃=2.13 kΩ，R₄=14.919 kΩ，C₅=450 fF。

    最終得二階有源低通濾波器原理圖如圖3所示。

    此外，濾波器還接有一個(gè)前級(jí)緩沖放大器提供額外的增益，并保證前級(jí)的負(fù)載能力。

4 運(yùn)放放大器的設(shè)計(jì)

4.1 運(yùn)放結(jié)構(gòu)的選擇

    運(yùn)算放大器主要有3種：簡(jiǎn)單差分對(duì)、套筒式共源共柵、折疊式共源共柵結(jié)構(gòu)。如圖3所示，本次設(shè)計(jì)選用普通的兩級(jí)運(yùn)算放大器，因?yàn)槠浣Y(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單而且實(shí)用。第一級(jí)由M1-M4、M17組成，采用電流源負(fù)載的雙端輸入雙端輸出的差分放大器，第二級(jí)是一個(gè)NMOS的源極跟隨器。

4.2 主運(yùn)放的小信號(hào)分析

    第一級(jí)為電流源負(fù)載的差動(dòng)放大器，M3、M4為PMOS電流源。其差動(dòng)輸入-差動(dòng)輸出時(shí)的小信號(hào)電壓增益A_vd為：

    與二極管連接的CMOS為負(fù)載的差分放大器相比，它的小信號(hào)電壓增益和共模輸入電壓范圍以及輸出電壓擺幅均有所提高。

    第二級(jí)為NMOS管的源極跟隨器，對(duì)其小信號(hào)分析得電壓增益為：

4.3 共模反饋電路

    從理論來(lái)分析上來(lái)看，差分結(jié)構(gòu)的電路應(yīng)該完全對(duì)稱，而且對(duì)共模信號(hào)具有很好的抑制作用。但是，在實(shí)際工程當(dāng)中，由于工藝、溫度和電源電壓等一系列原因而產(chǎn)生失配，這時(shí)候就需要一個(gè)共模反饋電路來(lái)穩(wěn)定輸出電壓，從而確保電路處于正常工作狀態(tài)。除此之外，共模反饋電路還必須具備一些自身的特征，既要對(duì)共模信號(hào)敏感，還不能影響差模信號(hào)的工作狀態(tài)。共模電路的工作原理是：

根據(jù)公式假設(shè)主電路的輸出VON增加，則流過M12的電流減小，由于流過M11和M12的總電流不變，因此導(dǎo)致流過M11的電流增大，即流過M16的電流增大，從而使VCMFB增大，主電路的尾電流增加，由于差分結(jié)構(gòu)兩邊對(duì)稱，因此流過支路M1的電流和流過M2的電流相等，而且同時(shí)增加，從而使VON減小，當(dāng)主電路的輸出VON減小時(shí)，情況與增加時(shí)剛好相反。通過這種反饋方式從而保證了輸出共模電平穩(wěn)定。所設(shè)計(jì)運(yùn)算放大器原理如圖4所示。

5 仿真結(jié)果

    電路采用TSMC 0.18 μm工藝設(shè)計(jì)，1.8 V電壓供電，利用Cadence軟件中Spectre對(duì)運(yùn)放和濾波器進(jìn)行了交流仿真，噪聲系數(shù)仿真和1 dB壓縮點(diǎn)進(jìn)行仿真驗(yàn)證。

5.1 運(yùn)放的交流仿真

    運(yùn)放交流仿真結(jié)果如圖5所示，從仿真結(jié)果可以看出，直流增益45.3 dB，相位裕度82°，滿足指標(biāo)要求。

5.2 濾波器的交流仿真

    濾波器的交流仿真結(jié)果如圖6所示，根據(jù)仿真結(jié)果，4 MHz時(shí)增益為13.21 dB，-3 dB帶寬為5 MHz，28 MHz時(shí)衰減為-58.37 dB。

5.3 1 dB壓縮點(diǎn)仿真

    1 dB壓縮點(diǎn)仿真結(jié)果如圖7所示，該濾波器的1 dB壓縮點(diǎn)為-14.7 dBm，滿足系統(tǒng)線性度要求。

5.4 噪聲系數(shù)仿真

    噪聲系數(shù)仿真結(jié)果如圖8所示，在4 MHz時(shí)，噪聲系數(shù)為30.88 dB。

6 總結(jié)

    本文實(shí)現(xiàn)了一個(gè)用于導(dǎo)航系統(tǒng)的中頻濾波器設(shè)計(jì)，就整個(gè)濾波器實(shí)現(xiàn)方法而言，比雙二次結(jié)構(gòu)^[1]或者梯形結(jié)構(gòu)的濾波器在工程上都容易實(shí)現(xiàn)，而且性能良好。通過對(duì)整體電路的仿真，結(jié)果均滿足了預(yù)期的設(shè)計(jì)要求。

參考文獻(xiàn)

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