摘  要： 無線通用串行總線（W-USB）是基于超寬帶（UWB）無線電平臺的多頻帶正交頻分復(fù)用（MB-OFDM）技術(shù)的系統(tǒng)應(yīng)用。在接收機進行基帶信號處理過程中，利用最小二乘估計均衡方法從系統(tǒng)的信道估計序列中快速地提取有效的信道狀態(tài)信息，并把提取的信道狀態(tài)信息按比例調(diào)節(jié)雙載波解調(diào)器輸出的軟比特值。實驗結(jié)果證明，利用信道狀態(tài)信息調(diào)節(jié)解調(diào)輸出的軟比特值能提高接收端的解碼糾錯能力，從而提高系統(tǒng)性能。

　　關(guān)鍵詞： 無線通用串行總線；多頻帶正交頻分復(fù)用；信道狀態(tài)信息

0 引言

　　基于多頻帶正交頻分復(fù)用（MB-OFDM）技術(shù)的超寬帶（UWB）無線電平臺可實現(xiàn)速率高達600 Mb/s的高速無線通用串行總線系統(tǒng)[1]。此系統(tǒng)物理層工作頻段分為2個頻帶組：4.2 GHz～4.8 GHz和6.0 GHz～9.0 GHz，并劃分為12個帶寬為264 MHz的子頻帶。OFDM符號幀是多頻帶正交頻分復(fù)用無線電信號的基本組成單元，每個OFDM符號幀由128個子載波組成。發(fā)射端信號以相同的功率發(fā)送到多個子載波上，子載波在多徑衰落、隨機時變的信道傳輸過程中通常受到不同影響，如信號散射、回波、深度衰落等。這些反映通信鏈路的信道屬性稱為信道狀態(tài)信息。信號在接收端經(jīng)過頻域均衡處理后，不同載波在解調(diào)端有不同的信噪比，變化的無線信道使得各個子載波上的數(shù)據(jù)受到噪聲的影響，信道狀態(tài)信息可作為判斷和驗證數(shù)據(jù)可信度的先驗性信息。

　　有不少通信系統(tǒng)利用信道狀態(tài)信息來提高解碼器糾錯率性能。參考文獻[2]提出在超寬帶系統(tǒng)中利用信道狀態(tài)信息對維特比譯碼的歐氏距離加權(quán)，系統(tǒng)性能提高了3 dB~5 dB。參考文獻[3]提出在5 GHz WLAN系統(tǒng)中根據(jù)子載波數(shù)據(jù)的可靠性進行信道狀態(tài)信息加權(quán)，從而實現(xiàn)最大似然維特比譯碼，提高糾錯率。參考文獻[4]提出基于協(xié)同OFDM技術(shù)在地面無線數(shù)字視頻廣播系統(tǒng)應(yīng)用中將解調(diào)的軟判斷值直接與信道狀態(tài)信息相乘，使對應(yīng)子載波上數(shù)據(jù)的可靠性提高，并大量減少了實現(xiàn)基帶的電路。本文從無線通用串行總線系統(tǒng)的信道估計序列中提取信道狀態(tài)信息，并在接收端按信道狀態(tài)信息比例值提高雙載波[5]的軟解調(diào)效果，從而提高系統(tǒng)解碼的糾錯能力。

1 系統(tǒng)模型介紹

　　無線通用串行總線系統(tǒng)的多個傳輸模式應(yīng)用了不同層次的編碼和不同類型的復(fù)用，以最大600 Mb/s的多模式速率進行傳送，圖1是系統(tǒng)物理層的發(fā)送模型。比特流經(jīng)過擾碼后按傳輸模式進行編碼、交織，接著把這些二進制數(shù)據(jù)序列映射到復(fù)數(shù)值星座圖上。所產(chǎn)生的復(fù)數(shù)調(diào)制到由快速傅里葉逆變換（IFFT）生成OFDM符號的數(shù)據(jù)子載波上。信道模型采用了IEEE802.15.3a標準制定的標準超寬帶測試信道模型[6]，每個信道模型具有不同的到達率和衰減因素。每個信道模型中有100個現(xiàn)實通信信道，具有相同的平均值和標準偏差的對數(shù)遮蔽效應(yīng)項，并針對超寬帶傳輸信道的模擬準確性提供了不同功率、時間和脈沖響應(yīng)參數(shù)。圖2是系統(tǒng)物理層的接收模型。在接收端按信道狀態(tài)信息比例值調(diào)節(jié)軟解調(diào)的輸出。

2 信道狀態(tài)信息提取和處理

　　2.1 信道均衡

　　在無線通用串行總線系統(tǒng)物理層匯聚協(xié)議所定義的機制中，物理層匯聚協(xié)議數(shù)據(jù)單元以恰當?shù)膸Y(jié)構(gòu)分為物理層匯聚協(xié)議前導(dǎo)符、物理層匯聚協(xié)議包頭、物理層服務(wù)數(shù)據(jù)單元。前導(dǎo)符分解成1個包/幀同步序列和1個信道估計序列，如圖3所示。信道估計序列用于信道頻率響應(yīng)的估計、精確的載波頻率估計、精確的符號定時。協(xié)議所定義的時域和頻域信道估計序列均作歸一化處理以確保包頭和數(shù)據(jù)有相同的平均功率。1個基帶信道估計序列由頻域序列通過離散傅里葉逆變換產(chǎn)生，并且在最后的時域輸出中添加1個0后綴。整個前導(dǎo)符的信道估計序列部分是通過在基帶信道估計序列前連續(xù)添加4個周期構(gòu)成，或者通過序列[1 1 1 1]對基帶信道估計序列進行擴展得到。因此，信道估計序列由4個OFDM符號幀組成。發(fā)射端和接收機在信道估計序列中預(yù)儲存時域數(shù)據(jù)，接收機將實際接收的信道估計序列與預(yù)儲存的數(shù)據(jù)作比較，由此得到信道的頻率響應(yīng)。

　　關(guān)于OFDM系統(tǒng)的信道均衡方案較多，可以歸納為基于最小二乘法或最優(yōu)合并準則這兩種均衡方法。最小二乘均衡方法不需要任何信道信息的統(tǒng)計，是處理OFDM系統(tǒng)信號均衡的常用方法，并且算法的實現(xiàn)也相對簡單。假設(shè)、Rm（k）、Hm（k）分別表示k個OFDM符號幀中第m個子載波的估算發(fā)送信號、接收信號和信道頻率響應(yīng)。由最小二乘法可得均衡信號為：

　　最優(yōu)合并準則均衡方法有較強的抗噪性能，但需要統(tǒng)計信道信息，算法復(fù)雜，并且耗費大量電路。由最優(yōu)合并準則法可得均衡信號為：

　　式中，（·）□表示共軛運算，N0=2σ2為噪聲方差。

　　有文獻提出使用最小二乘法或最優(yōu)合并準則均衡法有相近的處理效果，甚至在一些實際應(yīng)用中有相同效果[2]。此外，為了能讓無線通用串行總線系統(tǒng)的基帶高速編解碼在并行基帶處理架構(gòu)中實現(xiàn)[7]，使時鐘頻率和芯片硅晶體使用的數(shù)量降低，選擇了最小二乘均衡快速算法。通過計算信道頻率響應(yīng)的相反數(shù)，利用接收的數(shù)據(jù)與信道頻率響應(yīng)相反數(shù)進行相乘，從而在一個復(fù)數(shù)乘法器中快速地產(chǎn)生均衡信號。為了保持每個接收信道估計序列值的極性，把接收所得的數(shù)據(jù)和預(yù)存在接收機里的信道估計序列值相除，這些預(yù)存值共有四種形式：1+j，1-j，-1+j，-1-j。每個除法的計算可分為兩個步驟：變換信道估計序列極性和兩個只可讀數(shù)的相加，如式（3）所示。

　　由于信道線性條件的設(shè)定，對接收的數(shù)據(jù)以時間參數(shù)不變形式進行處理。那么，在跳頻模式中，相隔的2個信道估計序列使用相同子載波頻率，接收機可以對子載波頻率相同的信道估計序列采用平均值處理，從而進一步減小高斯噪聲的影響。根據(jù)時頻碼的操作要求，對每個信道估計序列數(shù)據(jù)需要與相同子載波頻率的信道估計序列數(shù)據(jù)進行平均取值，并最后進行倒數(shù)處理來還原數(shù)據(jù)的初始形式，如圖4所示。

　　2.2 信道狀態(tài)信息

　　信道狀態(tài)信息反映信號功率隨信道衰落的變化情況，通常通過估計載波位置上的信號功率和噪聲功率來獲得。本方案是在最小二乘均衡算法的基礎(chǔ)上把均衡處理后的信道估計序列CEm（k）r與預(yù)儲存的序列CEm（k）s的比值取模作為信道狀態(tài)信息，并與信道頻率響應(yīng)Hm（k）量值成正比，如式（4）所示。這樣，信道狀態(tài)信息的計算就變得比較簡單，減少了大量電路的消耗。

　　~Hm（k）

　　接收符號的可靠性與對應(yīng)的解調(diào)器輸出的軟判斷相關(guān)聯(lián)，如式（5）所示。利用解調(diào)器輸出的軟比特M（·）與信道狀態(tài)信息的乘積來增強軟判斷的可靠性，如式（6）所示，并把此乘積作為接收端解碼的輸入。此方法可減少維特比解碼器計算每條路徑相應(yīng)的輸出與輸入之間的路徑度量，從而節(jié)省大量儲存器的使用。

　　結(jié)合最小二乘均衡算法可推導(dǎo)軟判斷值，如式（7）所示，這使得復(fù)數(shù)乘法取代其除法運算，也簡化了相應(yīng)的歸一化運算。

　　無線通用串行總線系統(tǒng)使用4個OFDM符號幀在不同頻帶之間進行跳頻和時域擴展，每個數(shù)據(jù)的載波在不同頻帶傳輸時有不同的信道狀態(tài)信息。收集與該數(shù)據(jù)子載波相關(guān)的可靠信道狀態(tài)信息，利用這些反映信道衰落慢變化的時不變信道狀態(tài)信息幀能更好地提高接收端的解碼效果。此外，系統(tǒng)還把調(diào)制產(chǎn)生的2個雙載波調(diào)制符號分配到2個獨立的OFDM符號數(shù)據(jù)子載波中。這2個數(shù)據(jù)子載波相隔50個子載波，從而實現(xiàn)頻率分集。頻率分集能有效地解決信息受深衰落的影響。系統(tǒng)總共使用100個雙載波調(diào)制符號分配到128點的IFFT模塊產(chǎn)生1個OFDM符號幀。每個子載波在OFDM符號幀中所占帶寬約4 MHz。則與雙載波調(diào)制符號相關(guān)的2個獨立OFDM符號數(shù)據(jù)子載波相隔的帶寬為200 MHz。因此，在不同的OFDM符號幀和OFDM符號幀里兩個對應(yīng)的數(shù)據(jù)子載波中選擇合適的信道狀態(tài)信息以獲得更可靠的軟判斷值，如式（8）所示。

　　式中，m為在1個OFDM符號中100個數(shù)據(jù)子載波的檢索值，k是不同的調(diào)制方案中軟比特值的檢索值。

3 系統(tǒng)性能測量

　　系統(tǒng)在MATLAB平臺進行仿真測試，總共使用了20臺四核CPU（I3-3240）計算機。系統(tǒng)仿真測試的設(shè)置如下：每個物理層服務(wù)數(shù)據(jù)單元含有500個數(shù)據(jù)包，并使用1 024個字節(jié)，天線的噪聲參數(shù)為6.6 dB，系統(tǒng)的實現(xiàn)損耗為2.5 dB，使用UWB信道模型1（CM1）作為測試信道，對OFDM符號內(nèi)部導(dǎo)頻不作跟蹤處理。對識包率的測量水平設(shè)定為8%。系統(tǒng)使用定點運算模式進行仿真，嚴格控制測定時間。使用定點運算有以下設(shè)置要求：時頻碼等于1（TFC=1），5位模數(shù)轉(zhuǎn)換器，14位FFT；8位信道估計器，8位均衡器，8位CSI，7位用于比特交織還原器和維特比解碼器的輸入軟判斷位。運用兩個系統(tǒng)模式進行測試，一個模式使用雙載波調(diào)制（DCM）[5]，傳輸速率達480 Mb/s，另一模式使用雙載波32QAM調(diào)制（DC-32QAM）[1]，傳輸速率達600 Mb/s。在使用CSI輔助解碼的情況下，兩個模式的傳輸距離分別達到4.2 m、3.3 m，相對不使用CSI輔助解碼的情況，系統(tǒng)在480 Mb/s和600 Mb/s兩個傳輸模式下傳輸距離分別提高了0.5 m和0.3 m，如圖5所示。

4 結(jié)論

　　針對無線串行總線系統(tǒng)在多徑衰落、隨機時變的信道中以最大600 Mb/s高速傳輸?shù)奶匦?，利用此系統(tǒng)中導(dǎo)頻符號對信道進行最小二乘估計法快速獲取信道狀態(tài)，并利用信道狀態(tài)信息調(diào)節(jié)解調(diào)軟比特值，使得在維特比譯碼計算時獲得更可靠的軟判決，從而提高接收端的解碼性能，為系統(tǒng)的高可靠性和高速率通信提供了保障。

參考文獻

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