1 多頻帶正交頻分復(fù)用系統(tǒng)

    近年來超寬帶系統(tǒng)已被計劃用于對占用較大帶寬的無線通信系統(tǒng)進(jìn)行標(biāo)準(zhǔn)化，特別對無線個人局域網(wǎng)中使用的無線通信設(shè)備。超寬帶的最基本特點是發(fā)射信號功率譜密度非常低，并能讓發(fā)射信號在極大的帶寬中傳輸。在2005年，WiMedia聯(lián)盟與ECMA國際組織合作并宣布建立以WiMedia 聯(lián)盟的基于多頻帶正交頻分復(fù)用MB-OFDM(Multi-band Orthogonal Frequency Division Multiplexing)技術(shù)的超寬帶無線電平臺作為全球的超寬帶標(biāo)準(zhǔn)——ECMA-368。到目前為止，ECMA-368已被制定了第三版[1]，重點提出了不同國家?guī)捠褂玫囊?guī)范。ECMA-368被選擇為高數(shù)據(jù)速率的無線電平臺標(biāo)準(zhǔn)，可用于實現(xiàn)高速無線通用串行總線、快速藍(lán)牙和無線高清多媒體接口等系統(tǒng)。
     物理層匯聚協(xié)議作為PHY層對MAC層的接口定義，并為物理層服務(wù)數(shù)據(jù)單元（PSDU）轉(zhuǎn)換物理層匯聚協(xié)議數(shù)據(jù)單元提供了合適方法。為了傳輸一個包含信息的PSDU，ECMA-368應(yīng)用了不同層次的編碼和不同類型的復(fù)用構(gòu)造成8個傳輸模式，以53.3 Mb/s、80 Mb/s、106.7 Mb/s、160 Mb/s、200 Mb/s、320 Mb/s、400 Mb/s和480 Mb/s不同的速率向MAC層傳送。編碼比特流經(jīng)過比特交織后，映射到四相相移鍵控信號QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)或者雙載波調(diào)制DCM(Dual Carrier Modulation)的復(fù)數(shù)星座圖上。由此產(chǎn)生的復(fù)數(shù)裝載到由FFT基帶信號所實現(xiàn)的正交頻分復(fù)用符號的數(shù)據(jù)子載波上。圖1和圖2分別描繪了側(cè)流擾碼后的PSDU的編碼和解碼過程。 ECMA-368使用了時間長度可達(dá)242.42 ns的128點快速傅里葉變換，這使每個子載波的頻率可達(dá)528 MHz。每個正交頻分復(fù)用符號的分隔是由長度為70.08 ns的補(bǔ)0后綴(相當(dāng)于37個以FFT頻率的采樣信號)組成。雖然現(xiàn)今的系統(tǒng)芯片可以用頻率為528  MHz處理數(shù)據(jù)，但如此高的時鐘頻率會導(dǎo)致芯片內(nèi)部產(chǎn)生信號干擾、高速板布局走線以及能耗等問題。而且盡管使用的是最新FPGA系列硬件，其內(nèi)部時鐘頻率最高的也只是500 MHz?，F(xiàn)今技術(shù)對應(yīng)用528 MHz時鐘頻率的硬件原型開發(fā)仍然存在一定難度。

2 并行基帶處理架構(gòu)
    在無線通用串行總線系統(tǒng)的并行基帶處理架構(gòu)中，發(fā)射機(jī)里基帶數(shù)據(jù)是在兩條并行的通路中進(jìn)行處理的。每條通路使用的時鐘頻率是264 MHz，此頻率是ECMA-368標(biāo)準(zhǔn)中所要求的時鐘頻率的一半。數(shù)據(jù)處理后得到的復(fù)數(shù)值以單雙號順序的形式在兩條并行的通路中根據(jù)時鐘脈沖信號進(jìn)行緩沖、合并和輸出到數(shù)模轉(zhuǎn)換器。同樣在接收機(jī)里，信號經(jīng)模數(shù)轉(zhuǎn)換器輸出的數(shù)據(jù)也經(jīng)過兩個時鐘頻率為264 MHz的通路的處理，一旦完成信號均衡處理后就進(jìn)行合并操作。
    無線通用串行總線是半雙工通信的，即可以實現(xiàn)雙向的通信，但不能在兩個方向上同時進(jìn)行，必須輪流交替地進(jìn)行。在完成射頻部分后應(yīng)馬上進(jìn)行編碼或解碼，但不能同時進(jìn)行編碼和解碼。因此，一般的系統(tǒng)只需要一個傅里葉變換。而對于并行的系統(tǒng)架構(gòu)，每個并行的通路包含一個傅里葉變換。這會使得有兩個傅里葉變換的存在，但它們時鐘頻率能減小一半。這兩個傅里葉變換都可用在基帶的發(fā)射和接收通路中。
2.1 基帶的發(fā)射通路
    圖3為發(fā)射通路中并行基帶架構(gòu)。交織器對比特塊進(jìn)行交織處理和輸出。在無線通用串行總線系統(tǒng)中，交織器的長度可為300 bit、600 bit或1 200 bit。它的輸出通過星座圖映射器來把相應(yīng)的比特轉(zhuǎn)換成復(fù)數(shù)值。因此，每轉(zhuǎn)換一個快速傅里葉逆變換都需要把交織器的比特輸出分成適當(dāng)?shù)膲K長度。用第一個快速傅里葉逆變換的比特塊記為單號從上通路傳送，然后以第二個快速傅里葉逆變換的比特塊記為雙號從下通路傳送。這樣便形成了單雙號和相應(yīng)上下通路傳送方式。傳送給星座圖映射器的比特數(shù)目要依據(jù)不同的映射方式，如QPSK(≤200 Mb/s)、DCM(≥320 Mb/s)。為了產(chǎn)生相同的傳輸速率，每條通路的時鐘頻率要求是單一通路架構(gòu)的時鐘頻率的一半。這樣在每條通路里快速傅里葉逆變換只需一半的輸出時間通過結(jié)合星座圖映射器來產(chǎn)生連續(xù)的單雙號形式的正交頻分復(fù)用符號。

    每個快速傅里葉逆變換的輸出被傳送到內(nèi)置兩個并行的雙端口存儲塊的緩存。每個存儲塊可存儲128個復(fù)數(shù)。每一個存儲字的寬度是12 bit。其中6 bit是用于存儲發(fā)射符號（復(fù)數(shù)）的實部；另6 bit是用于存儲發(fā)射符號（復(fù)數(shù)）的虛部[2]。對快速傅里葉逆變換產(chǎn)生的復(fù)數(shù)符號進(jìn)行存儲時應(yīng)按地址遞增形式（0,1,2,…,127）同時寫進(jìn)兩個緩存的相同地址。當(dāng)緩存滿置時，數(shù)據(jù)從一存儲塊的單號地址讀出，同時也從另一存儲塊的雙號地址讀出。這不但能夠在相同的時鐘頻率下得到單雙號連續(xù)的輸出，也能夠以雙倍的速率來清空緩存。一個通路的編碼處理須先于另一通路，而且緩存里內(nèi)置的兩個存儲塊以同一速度清空，這樣保證了兩個存儲塊在不同的時間輸出數(shù)據(jù)。
    緩存的讀取需要合適的處理方式。首先，讀緩存在適當(dāng)時間應(yīng)用了簡單的同步處理，并加上多路選擇操作。然后發(fā)射基帶中單雙號復(fù)用的復(fù)數(shù)符號傳送到雙倍速率的寄存器中，其中雙號的發(fā)射復(fù)數(shù)符號是在時鐘脈沖信號的上升（或下降）沿輸出，單號的發(fā)射復(fù)數(shù)符號是在時鐘脈沖信號的下降（或上升）沿輸出。這樣在每個時鐘脈沖信號周期內(nèi)可產(chǎn)生兩個復(fù)數(shù)符號，相當(dāng)于以一半的速率產(chǎn)生一個正交頻分復(fù)用符號，并把發(fā)射的復(fù)數(shù)符號進(jìn)行低電壓差分信號接口處理以輸出通用的高速數(shù)字信號。
2.2 基帶的接收通路
    圖4為接收通路的并行基帶架構(gòu)。從模數(shù)轉(zhuǎn)換器得到的低電壓差信號符號通過補(bǔ)0后綴組成傅里葉變換的數(shù)據(jù)塊長度，然后分兩條接收通路進(jìn)入下一級的處理。每條通路使用緩存對單雙號的信號進(jìn)行緩沖操作，然后輸出單一的信號符號串作快速傅里葉變換處理?？焖俑道锶~變換信號傳送到均衡器中作信號均衡處理[3]。本架構(gòu)需要兩個均衡器置于兩通路中，而且兩通路的信道估計處理需同時進(jìn)行。因為使用了兩個并行的雙端口存儲塊架構(gòu)設(shè)計，通過信道估計器的兩個專用輸出端輸出信號給每個均衡器來完成系統(tǒng)基帶解碼。

    已作均衡處理的符號通過星座圖映射還原（QPSK，DCM）和信道狀態(tài)信息的輔助解調(diào)下共同產(chǎn)生軟比特[4]進(jìn)行系統(tǒng)解碼。這些信道狀態(tài)信息來自于信道估計器的專用輸出端口。正交頻分復(fù)用符號是按順序從射頻信號接收后處理得到的，每一條通路信號處理是相同和起決定性作用。每個星座圖映射還原能保證在不同的時間輸出，所以可用一個簡單的邏輯或把星座圖映射還原后的輸出合并到一條通路上。若邏輯或不能保證信號的合并，可加上內(nèi)部同步緩存。
3 硬件實現(xiàn)
    無線通用串行總線系統(tǒng)基帶編解碼使用了FPGA進(jìn)行硬件實現(xiàn)，并引入了上述的并行基帶架構(gòu)。兩個外部時鐘信號被用到FPGA。其中一個外部的66 MHz晶振作為FPGA的內(nèi)部時鐘信號管理。這樣可使外部時鐘脈沖信號以倍數(shù)的方式來產(chǎn)生264 MHz的數(shù)字系統(tǒng)內(nèi)部時鐘信號。而這時鐘信號可用于交織器、星座圖映射、快速傅里葉逆變換和緩存的操作。也可利用264 MHz時鐘信號的升降沿觸發(fā)，但在硬件實現(xiàn)過程中對雙倍速率存儲器的安排會存在一定的困難。另一100 MHz的外部時鐘用于驅(qū)動系統(tǒng)內(nèi)部CPU。
    利用FPGA的輸入輸出模塊（IOBs）所配置的內(nèi)部雙倍速率寄存器以主頻為264 MHz的時鐘信號觸發(fā)把單雙號的信號符號合并為雙倍速率的信號在一條通路上傳送，合并的信號也需要轉(zhuǎn)換到低電壓差分信號來連接到兩個外置的低電壓差分的雙倍速率數(shù)模轉(zhuǎn)換器。接收機(jī)的處理是一個逆過程。在接收機(jī)進(jìn)行基帶處理之前，從模數(shù)轉(zhuǎn)換器得到的低電壓差信號符號在FPGA的IOBs中作內(nèi)部單極電壓轉(zhuǎn)換。內(nèi)部的雙倍速率寄存器可根據(jù)內(nèi)部時鐘信號的升降沿觸發(fā)把單雙號信號符號分兩條通路輸出。用FPGA實現(xiàn)雙倍速率數(shù)據(jù)復(fù)用器，如圖5所示，把連續(xù)的正交頻分復(fù)用符號分到每條不同的接收解碼通路中。

    時鐘信號的升降沿觸發(fā)對接收機(jī)中模數(shù)轉(zhuǎn)換是非常重要的。由于此時鐘是來自于FPGA的內(nèi)部時鐘，這可保證正確雙倍速率數(shù)據(jù)的采樣。否則，單雙號的數(shù)據(jù)采樣順序會出錯，也會導(dǎo)致信道估計器和均衡器出錯。每一通路的信號處理所設(shè)定的時間長稍有不同。每個正交頻分復(fù)用符號含有128個子載波和37個補(bǔ)0后綴，因而每條通路要接收165個采樣信號。采樣得到單雙號正交頻分復(fù)用符號窗，如圖5所示。其中在前一個正交頻分復(fù)用符號窗中的雙倍速率數(shù)據(jù)輸送到上通路中，而后一個正交頻分復(fù)用符號窗中的雙倍速率數(shù)據(jù)輸送到下通路中。最后在釋放數(shù)據(jù)時，每個正交頻分復(fù)用窗的采樣要作補(bǔ)0處理，使每個新進(jìn)來的采樣數(shù)據(jù)得到合理的安置。圖5中緩存的作用是把單雙號的并行復(fù)數(shù)采樣以雙倍速率轉(zhuǎn)換成串行形式數(shù)據(jù)。
4 系統(tǒng)性能測量
    該系統(tǒng)是按ECMA-368測試標(biāo)準(zhǔn)在多徑信道環(huán)境的Foerster的信道模式1(CM1)[5]中使用100個信道進(jìn)行模擬仿真。所有仿真結(jié)果的平均取值超過2 000個數(shù)據(jù)包的傳輸,其中在PSDU中的每個數(shù)據(jù)包要求有1 024 B，并取90%信道的實現(xiàn)作有效結(jié)果(舍去最差的10%信道)。鏈接成功率被定義為系統(tǒng)在90%信道實現(xiàn)中可以成功地獲得解調(diào)包，所得的誤包率(PER)小于8％(若有1 bit錯誤，整個數(shù)據(jù)包為接收錯誤)[6]。在定點運算的系統(tǒng)中嚴(yán)格地按照系統(tǒng)時序要求(沒有頻率偏移和完善的正交頻分復(fù)用符號定時)，使用時間頻率碼(TFC=1)的跳頻特性，并加入2.5 dB的實現(xiàn)損耗[6]。為了比較不同的高速數(shù)據(jù)傳輸率，設(shè)置了不同的系統(tǒng)運行模式。從圖6可以看出，在使用DCM調(diào)制模式時無線通用串行總線系統(tǒng)傳輸性能分別為7 m 320 Mb/s、5.4 m 400 Mb/s、4 m 480 M/s。

    電子設(shè)備能以更高的速度處理數(shù)據(jù)有待于對電子設(shè)備系統(tǒng)中的時鐘頻率、硅晶體性能的提高，以及減少硬件的驗證時間。通信電子設(shè)備在高速數(shù)據(jù)傳輸中能耗的降低比減少邏輯門的執(zhí)行更關(guān)鍵。并行基帶架構(gòu)設(shè)計是在發(fā)射機(jī)里通過兩條并行的通路進(jìn)行信號處理后合并成一條雙倍速率的傳送通道，在接收機(jī)里進(jìn)行多路分址操作，將接收的雙倍速率數(shù)據(jù)分兩路處理。此架構(gòu)設(shè)計已在無線通用串行總線系統(tǒng)里實現(xiàn)與測試，其效果使基帶信號處理所需要的時鐘頻率減少一倍，并實現(xiàn)其系統(tǒng)4 m 480 M/s的高速數(shù)據(jù)傳輸性能。
參考文獻(xiàn)
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[2] 楊潤豐，陳曉寧，趙 健. 無線通用串行總線的雙載波解調(diào)技術(shù)[J]. 計算機(jī)工程，2012，38(11)：91-93.
[3] 楊潤豐，卞建勇，楊洋. 適用于MB-OFDM系統(tǒng)的高效均衡器[J].硅谷，2011(3):163-165.
[4] 楊潤豐，李銘釗. 多頻帶正交頻分復(fù)用雙載波32-QAM調(diào)制解調(diào)系統(tǒng)[J]. 微型機(jī)與應(yīng)用，2012,31(8):58-61.
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[6] MBOA standard:MultiBand OFDM physical layer proposal for IEEE 802.15.3a, IEEE P802.15-03/268r3[S].September 2004.