在設(shè)計實例中,一條電路把精確DC基準(zhǔn)電壓切換到高速IC比較器的非逆變輸入端。該電路使用一個先斷后連(BBM)方式工作的2 : 1多路復(fù)用器。多路復(fù)用器有寄生電容,后者向多路復(fù)用器的D1漏極注入的電荷QD1INJ可能會導(dǎo)致比較器的基準(zhǔn)輸入端出現(xiàn)誤差電壓(圖1)。以下方程定義了峰值誤差電壓的近似值:
圖1,電荷注入可能會在電壓比較器的輸出端中產(chǎn)生毛刺,并且這些毛刺可能導(dǎo)致邏輯隱患。
其中CD1OFF是IC2的D1端子的電容,CIN(約為1 pF)是比較器的輸入電容。IC2的BBM間隔約為3ns,而Analog Devices公司ADCMP608和ADCMP609比較器的信號傳播延時是該值的10倍。因此,它們無法在3ns內(nèi)改變自己的狀態(tài)。Analog Devices公司的同一產(chǎn)品家族中有速度為10倍的零件,即ADCMP601和ADCMP602。遺憾的是,這些器件能感覺到這些尖峰。高電平基準(zhǔn)電壓VREFH的電壓偏移會導(dǎo)致輸出電壓的突然短期上升。
當(dāng)高基準(zhǔn)電壓超過比較器逆變輸入端的電壓時,它的輸出再次變高,即產(chǎn)生毛刺。當(dāng)比較器穿越理想電平時,比較器的輸出經(jīng)過延時后變低。正誤差電壓開始演變,并具有額外延時,長度為IC2的通道A的關(guān)斷時間。ADCMP601的數(shù)據(jù)表顯示的是電荷注入源極。但在此情形下,電荷注入漏極在起作用。作為粗略估算,你可以使用參考文獻2中的電荷注入數(shù)據(jù)。當(dāng)電荷注入過程改變符號時(這取決于共模電壓的值),VD1處的電荷約為0.8 pC,它等于高電平基準(zhǔn)電壓,并且當(dāng)基準(zhǔn)電壓為低電平時,它約為–0.3 pC。該電壓終止時,延時等于模擬開關(guān)IC2(是ADG772)中各通道的接通時間。比較器的輸出端無意中返回高電平,雖然歷時不超過5ns,但可能導(dǎo)致某些邏輯電路意外響應(yīng)。當(dāng)負斜率的輸入斜坡穿越較低的基準(zhǔn)電壓時,也可能會出現(xiàn)類似情況。
防止這些危險狀態(tài),你可以添加兩只肖特基勢壘二極管(圖2)。只要D1端子出現(xiàn)正電壓偏移,比高基準(zhǔn)電壓高約200mV,則二極管D1就開始導(dǎo)電,而D2在電壓偏移比低基準(zhǔn)電壓低200mV時導(dǎo)電。而且,這些二極管的非線性結(jié)電容隨正向電壓一起上升,從0V正向電壓時的0.7pF升至100mV正向電壓時的大約1.05pF。輸入電壓接近高基準(zhǔn)電壓時,二極管D2被逆向偏壓將近2V,并且其電容降至大約2/3CD(0),其中CD是未偏壓二極管的電容。二極管D1和D2的總電容為1.5 pF。該數(shù)值會使輸入電容增加。由于電荷注入未超過0.8pC,因此D1端子處的電壓偏移小于160mV。二極管D1和D2位于二極管三件組合IC4(Avago Technologies公司的HSMS-282L,參考文獻4),但你還可以使用一顆雙二極管IC。
圖2,肖特基勢壘二極管D1抑制比較器IC1的非逆變輸入端出現(xiàn)的正電壓尖峰(它們在輸出電壓由高至低的瞬變之后立即出現(xiàn))。二極管D2使基準(zhǔn)電壓在輸出電壓由低至高瞬變期間出現(xiàn)的負偏移保持在一定范圍。