在DC 到低頻傳感器信號調(diào)節(jié)應(yīng)用中，僅依靠儀表放大器的共模抑制比(CMRR) 并不足以在惡劣的工業(yè)使用環(huán)境中提供穩(wěn)健的噪聲抑制。要想避免多余噪聲信號的傳播，對儀表放大器輸入端低通濾波器中各組件進(jìn)行正確的匹配和調(diào)節(jié)至關(guān)重要。最終，才能讓內(nèi)部電磁干擾/無線電頻率干擾(EMI/RFI) 濾波和CMRR 共同作用，降低其他噪聲，從而達(dá)到可以接受的信噪比(SNR)。

    例如，請思考圖1所示低通濾波器實施。電阻傳感器通過一個低通濾波器網(wǎng)絡(luò)差動連接至一個高阻抗儀表放大器，而低通濾波器網(wǎng)絡(luò)由R_SX 和C_CM 組成。理想情況下，如果每條輸入支線的C_CM 都完全匹配，則兩個輸入端共有的噪聲量將在到達(dá)INA 輸入端以前得到相應(yīng)的降低。

圖1共模輸入濾波

     共模濾波器電容(Ccm) 完全匹配時，噪聲幾乎被徹底消除。圖2顯示了TINA SPICE 仿真的這一結(jié)果，其將一個100 mVpp、100 kHz 的共模誤差信號注入到INA333 輸入端。

圖2INA333 共模濾波的完全輸入RC 匹配舉例仿真

    這種方法存在的問題是現(xiàn)貨電容都有一個5% 到10% 的典型容差，這就是說如果每條支線的C_CM 反向不匹配，總差動容差便會高達(dá)20%。圖3 更好地表示了這種電容不匹配，同時還顯示了電阻傳感器輸出端的共模噪聲輸入(e_N) 情況。

圖3 RC 不匹配和共模噪聲注入共模濾波

    這種輸入不匹配(?C) 形成截止頻率誤差，使共模噪聲eN 差動進(jìn)入INA 輸入，之后被增益輸出，成為誤差電壓。方程式1-3 顯示了到達(dá)輸入端的共模噪聲量：

    假設(shè)傳感器信號Vsensor的頻率遠(yuǎn)低于所有共模濾波器的噪聲截止頻率（即f_C ≥ 100*f_sensor），并且R_S1 = R_S2，則轉(zhuǎn)換為差動噪聲信號(e_IN) 并成為V_IN 組成部分的共模噪聲信號(e_N)大小為：

     方程式4 進(jìn)一步表明，通過向INA333 注入一個100 mVpp、100 kHz 共模誤差信號，且1.6 kHz 濾波器截止頻率RC 不匹配為10% 時，其所產(chǎn)生的誤差如下：

圖4共模濾波器RC 不匹配引起的INA333 輸出誤差仿真（增益為101）

    圖5 顯示了一種更好且更常見的輸入濾波方法，其改進(jìn)是在儀表放大器輸入之間添加了一個差動電容C_diff。

圖5添加差動電容(C_diff) 提高共模噪聲抑制效果

    添加這種電容并沒有徹底解決問題，因為必須按照如下兩個標(biāo)準(zhǔn)對C_diff 進(jìn)行調(diào)節(jié)：

1、差動截止頻率必須足夠高，以遠(yuǎn)離信號帶寬，從而實現(xiàn)充分的濾波穩(wěn)定。

2、差動截止頻率必須要足夠低，以將共模噪聲降至可接受水平，讓儀表放大器CMRR 能夠?qū)崿F(xiàn)剩余噪聲抑制，最終達(dá)到可以接受的SNR。方程式5 給出了進(jìn)行這種調(diào)節(jié)的一般原則：

方程式 5

     圖6 顯示了V_inP 和V_inN 曲線圖與無C_diff 和C_diff =1uF 時兩種頻率的對比情況。請注意，沒有差動電容時，INA333 的輸出大小有差別。這種差別被放大至輸出，成為最終降低SNR 的噪聲。C_diff =uFF時，V_inP 和V_inN 之間的差最小。

圖6 Cdiff = 0 和Cdiff = 1uF 時，V_inP 和V_inN 的曲線圖

    圖7 顯示了C_diff =1uF 時INA333 輸出的總噪聲性能改善情況。

圖7INA333 使用C_diff 時獲得改善的噪聲濾波仿真情況

    總之，安裝于儀表放大器前部的低通濾波器應(yīng)該有一個差動電容，且其大小至少應(yīng)比共模電容高10 倍。這樣，通過減小C_cm 不匹配的影響，讓共模噪聲變?yōu)椴顒釉肼暎瑥亩鴺O大地提高濾波器的效率。

    下次，我們將針對主/從系統(tǒng)中I2S 時鐘存在的一些難點(diǎn)為您釋疑解惑，敬請期待。