引言
　　反激變換器具有電路簡單、輸入輸出電壓隔離、成本低、空間要求少等優(yōu)點，在小功率開關(guān)電源中得到了廣泛的應(yīng)用。但輸出電流較大、輸出電壓較低時，傳統(tǒng)的反激變換器，次級整流二極管通態(tài)損耗和反向恢復(fù)損耗大，效率較低。同步整流技術(shù)，采用通態(tài)電阻極低的專用功率MOSFET來取代整流二極管。把同步整流技術(shù)應(yīng)用到反激變換器能夠很好提高變換器的效率。
　　1 同步整流反激變換器原理
　　反激變換器次級的整流二極管用同步整流管SR 代替，構(gòu)成同步整流反激變換器，基本拓?fù)淙鐖D1(a)所示。為實現(xiàn)反激變換器的同步整流，初級MOS 管Q 和次級同步整流管SR 必須按順序工作，即兩管的導(dǎo)通時間不能重疊。當(dāng)初級MOS 管Q 導(dǎo)通時，SR 關(guān)斷，變壓器存儲能量;當(dāng)初級MOS 管Q 關(guān)斷時，SR 導(dǎo)通，變壓器將存儲的能量傳送到負(fù)載。驅(qū)動信號時序如圖1(b)所示。在實際電路中，為了避免初級MOS 管Q 和次級同步整流管SR 同時導(dǎo)通，Q 的關(guān)斷時刻和SR 導(dǎo)通時刻之間應(yīng)有延遲;同樣Q 的導(dǎo)通時刻和SR 的關(guān)斷時刻之間也應(yīng)該有延遲。
　　

 
　　圖1 同步整流反激變換器
　　2 同步整流管的驅(qū)動
　　SR 的驅(qū)動是同步整流電路的一個重要問題，需要合理選擇。本文采用分立元件構(gòu)成驅(qū)動電路，該驅(qū)動電路結(jié)構(gòu)較簡單、成本較低，適合寬輸入電壓范圍的變換器，具體驅(qū)動電路如圖2 所示。SR 的柵極驅(qū)動電壓取自變換器輸出電壓，因此使用該驅(qū)動電路的同步整流變換器的輸出電壓需滿足SR 柵極驅(qū)動電壓要求。
　　

 
　　圖2 驅(qū)動電路
　　該驅(qū)動電路的基本工作原理：電流互感器T2 與次級同步整流管SR 串聯(lián)在同一支路，用來檢測SR 的電流。當(dāng)有電流流過SR 的體二極管，則在電流互感器的二次側(cè)感應(yīng)出電流，該電流通過R1 轉(zhuǎn)變成電壓，當(dāng)電壓值達(dá)到并超過晶體管Q1 的發(fā)射結(jié)正向電壓時，Q1 導(dǎo)通，達(dá)到二極管VD 導(dǎo)通電壓時，VD 導(dǎo)通對其箝位。晶體管Q1 導(dǎo)通后，輸出電壓通過圖騰柱輸出電路驅(qū)動SR 開通。當(dāng)SR 中的電流在電流互感器二次側(cè)電阻R1 上的采樣電壓降低到Q1 的導(dǎo)通閾值以下時，Q1 關(guān)斷，SR 關(guān)斷。
圖中同步整流管驅(qū)動電路各元件的功能說明如下：
　　SR 為同步整流管，用來代替整流二極管;
　　T2 為電流互感器，用來檢測通過SR 的電流，當(dāng)有電流流過SR 的體二極管，則在電流互感器的二次側(cè)感應(yīng)出電流;
　　R1 用來將互感器二次側(cè)感應(yīng)出的電流轉(zhuǎn)變成電壓，同時R1 的值決定同步整流管開通和關(guān)斷時電流互感器二次側(cè)電流大小;
　　C1 和二極管VD 用來對互感器二次側(cè)的電壓進(jìn)行濾波和箝位;
　　偏置電阻R2，下拉電阻R3 和晶體管Q1 構(gòu)成開關(guān)電路，利用Q1 的飽和截止，實現(xiàn)同步整流管SR 的導(dǎo)通和關(guān)斷;
　　Q2 和Q3 構(gòu)成圖騰柱輸出電路，提供足夠大的電流，使SR 柵源極間電壓迅速上升到所需要值，保證SR 能快速開通。同時為SR 關(guān)斷時提供反向抽取電流回路，加速SR 關(guān)斷。
　　3 同步整流反激變換器的設(shè)計
　　同步整流反激變換器的電路如圖3 所示，控制芯片選用UC3842。設(shè)計技術(shù)指標(biāo)如下：
　　輸入電壓Ui：100~375VDC
　　輸出電壓Uo：12V
　　輸出電流Io：4A
　　開關(guān)頻率fs：100KHz
　　最大占空比Dmax：0.45
　　效率：η>80%
　　工作方式：斷續(xù)模式
　　

 
　　圖3 同步整流反激變換器電路
　　3.1 啟動電路設(shè)計
　　芯片 UC3842 工作的開啟電壓為16V，在芯片開啟之前，芯片消耗的電流在1mA 以內(nèi)。
　　正常工作后，欠壓鎖定電壓為10V，上限為34V，芯片消耗電流約為15mA。啟動時由輸入直流電壓通過啟動電阻R4 向電容C2 充電，芯片消耗電流在1mA 以內(nèi)，電容C2 上電壓不斷上升，當(dāng)芯片7 腳上電壓升至16V 時UC3842 開始工作，芯片消耗電流約為15mA，電容C2 上電壓下降，輔助繞組上開始有電壓，電容C3 上電壓逐漸升高，當(dāng)電容C3 上電壓高于電容C2 上電壓，二極管VD2 導(dǎo)通，由輔助繞組供電。
　　輔助繞組供電電壓取15V，電壓紋波要求不高，濾波電容C3 取47μF。為了芯片可靠啟動，電容C2 取100μF，電阻R4 取68KΩ，在輸入電壓最小時，通過啟動電阻R4，能提供1.2mA的啟動電流。
3.2 變壓器設(shè)計
　　反激變換器工作于DCM，但隨著輸入電壓減小或負(fù)載電流增大，占空比變大，可能會從DCM 變成CCM。因此為保證反激變換器在整個輸入電壓和負(fù)載電流變化范圍內(nèi)都工作在DCM 且占空比不超過要求的最大值，設(shè)計變壓器滿足反激變換器在輸入電壓最小Ui =100V、負(fù)載電流Io =4A 和效率η =80%時工作在電流臨界連續(xù)模式，且占空比不超過要求的最大值 Dmax =0.45。選用EI 型鐵氧體磁芯，其型號為EI30，為減少漏感，采用三明治繞法繞制變壓器。初級電感為146.85μH，變壓器的匝比為：
　　

 
　　初級繞組 N p選用直徑為0.56mm 的銅線單股繞制，次級繞組 Ns 選用直徑為0.56mm 的銅線3 股并繞，輔助繞組 Na 選用直徑為0.56mm 的銅線單股繞制。
　　3.3 RCD 箝位電路設(shè)計
　　當(dāng)開關(guān)管 Q 關(guān)閉時，初級電感 Lp 中的能量將轉(zhuǎn)移到次級輸出，但漏感Ll 中的能量將不能傳遞到次級，轉(zhuǎn)移到箝位電路的電容Cc ，然后這部分能量被箝位電阻 R c消耗。電容c C上的電壓在開關(guān)管關(guān)斷的一瞬間沖上去，然后一直處于放電狀態(tài)。電容 C c的值應(yīng)取得足夠大以保證其在吸收漏感能量和釋放能量時自身兩端電壓uc( t )紋波足夠小。因此電容Cc 兩端電壓uc( t )為基本為恒定值Uc 。同時電容 Cc 上的電壓不能低于次級到初級的反射電壓Uo × (Np / Ns )，否則開關(guān)管關(guān)斷期間，二極管導(dǎo)通，RCD 箝位電路將成為該變換器的一路負(fù)載。因此開關(guān)管承受的尖峰電壓被箝位為：
　　

　　輸入電壓最大值為 Uimax ，開關(guān)管的最大耐壓值為 U dsmax，考慮80%的降額使用系數(shù)，則電容 C c兩端電壓Uc 的大小可由式(1)確定。
　　

 
　　漏感存儲的能量完全被電阻Rc 消耗，則電阻 Rc 的大小可由式(2)確定。
　　

 
　　為保證電容 Cc 兩端電壓紋波足夠小，需RcC c 》 Ts ，取10 倍關(guān)系，則電容 C c的大小由式(3)確定。
　　

 
　　選用美國Fairchild 公司生產(chǎn)的FQPF5N60 場效應(yīng)管，該管允許通過的最大電流為5A，最大耐壓值為600V;漏感取變壓器初級電感的3%，4.5μH。RCD 箝位電路中，取 R c為6KΩ，Cc 為0.015μF， VDc 采用快恢復(fù)二極管FR107。
　　3.4 電流檢測電路設(shè)計
　　初級電感電流通過插入一個與開關(guān)Q的源極串聯(lián)的以地為參考的取樣電阻RS轉(zhuǎn)換成電壓。此電壓由電流取樣輸入端(3 腳)監(jiān)視并與來自誤差放大器的輸出電平比較。在正常的工作條件下，初級電感電流峰值由誤差放大器的輸出 U e控制，滿足：

電流檢測比較器反向輸入端箝位電壓為1V，因此初級電感電流峰值限制為：
　　

　　取RS 為0.33Ω，在RS 和3 腳之間，常用R、C 組成一小的濾波器，用于抑制功率管開通時產(chǎn)生的電流尖峰，其時間常數(shù)近似等于電流尖峰持續(xù)時間(通常為幾百納秒)，取R為1KΩ，C 為470pF。