石易立
?。贤ê竭\(yùn)職業(yè)技術(shù)學(xué)院 機(jī)電系，江蘇 南通 226010）
摘要：boost升壓電路在電子電路設(shè)計中有著廣泛的應(yīng)用。文章提出一種新型同步boost電路，其結(jié)構(gòu)簡單，性能突出。用Cadence軟件進(jìn)行模擬仿真，系統(tǒng)頻率為100 kHz，3.3 V輸入，5 V/2.5 A輸出，效率達(dá)到95%。
關(guān)鍵詞：boost電路；同步整流；高效
0引言
boost電路在電子電路設(shè)計中有著廣泛的應(yīng)用，特別是各種電源電路和太陽能控制電路中，例如MPPT太陽能控制器最大功率點(diǎn)跟蹤（Maximum Power Point Tracking, MPPT）、移動電源領(lǐng)域等。高效率、高頻率和小型化一直是其追求的目標(biāo)。由于boost電路中包含電容電感等非線性器件，這些對高性能的boost電路設(shè)計帶來了諸多不確定性和難度，也使高效boost電路設(shè)計成為研究的熱點(diǎn)之一。本文提出了一種同步boost電路，采用一些新型結(jié)構(gòu)使得電路的基本指標(biāo)達(dá)到要求，性能得到一定改善。
1boost電路原理
boost電路基本原理如圖1所示。
圖1中,當(dāng)MOS管Q導(dǎo)通時,電源給電感L充電;當(dāng)MOS管Q截止時，電感L電流通過電容C和二極管D給電容充電。如此往復(fù)，電容電壓達(dá)到一穩(wěn)定值。MOS管Q的導(dǎo)通截止由方波信號PWM控制。設(shè)PWM信號的占空比為D，則輸出電壓Vout=Vin·11－D，因?yàn)镈＜1，所以該電路能實(shí)現(xiàn)升壓的功能。PWM信號由專用電路產(chǎn)生，它的頻率決定了電感L的大小。一般希望電感越小越好，所以在實(shí)際電路設(shè)計中希望得到較高的PWM信號頻率。同時為得到較高的電壓精度，電容C也希望設(shè)置得越小越好。通常流經(jīng)二極管D的電流就是電感電流，在大功率場合，這個電流會比較大，從而二極管上的功耗會很大，使得整個boost電路的效率大大降低。為改變這一狀態(tài)，顧亦磊等人提出了同步boost電路的概念［1］，將二極管用另一個MOS管取代，整體功耗得到了很大的改善。
2同步電路boost電路原理
同步boost電路基本原理如圖2所示。
與圖1相比，圖2中用MOS管Q2取代了二極管D。當(dāng)Q1導(dǎo)通時Q2截止，Q1截止時Q2導(dǎo)通，Q2取代了二極管的功能。由于Q1、Q2導(dǎo)通時都可以讓其處于飽和導(dǎo)通［2］，這樣Q2管上的功耗將大大降低，提高了整體效率。這樣一種同步導(dǎo)通截止的電路就稱為同步boost電路。其詳細(xì)驅(qū)動電路如圖3所示。圖3中AC為PWM信號源產(chǎn)生高電平為5 V、低電平為0 V的方波信號。Vcc為電源電壓5 V。Q4、R3、R4組成簡單反向器［3］。當(dāng)AC為高電平時，Q4飽和導(dǎo)通，集電極輸出低電平，Q3導(dǎo)通。當(dāng)AC為低電平時，Q4截止，集電極輸出高電平，Q3截止。從而使當(dāng)AC為高電平時，Q5截止，Q2截止，Q3導(dǎo)通，Q1導(dǎo)通，電感充電；當(dāng)AC為低電平時，Q5導(dǎo)通，Q2導(dǎo)通，Q3截止，Q1截止，電感放電，電容充電。實(shí)現(xiàn)了boost電路的基本功能?！?/p>
事實(shí)上，這樣的同步boost電路的同步性卻不盡如人意。在Q1導(dǎo)通時，Q2并不能很好地同時截止，反過來，Q2導(dǎo)通時，Q1也不能真正地同時截止［1］。它們之間的這種時間差會在Q1、Q2、C回路中產(chǎn)生較大的電流和功耗。產(chǎn)生的原因主要是因?yàn)橐还軐?dǎo)通時另外一管不能很快地截止。在Q1、Q2 MOS管的G極與S極之間存在一定的結(jié)電容，當(dāng)VGS=5 V時，GS結(jié)電容充滿電，而當(dāng)VGS=0 V時，GS結(jié)電容通過電阻R1、R6放電，CGS與R1(或R6)組成一個RC放電回路［4］。放電的快慢直接決定了MOS管的關(guān)斷速度。放電越快MOS管的關(guān)斷速度越快，放電越慢MOS管的關(guān)斷速度越慢，所以只有當(dāng)時間常數(shù)τ=RC比較小、放電快時才能帶來很好的一致性。當(dāng)結(jié)電容處于一個較為一致的水平時，降低電阻R就成了一個有效的手段。雖然當(dāng)電阻R1、R6降到一定程度時，一致性可得到有效的改善，但同時也會帶來新的問題，過小的R1、R6會使R1、R6上面的功耗變得非常大，同樣影響整體效率。一個進(jìn)一步改進(jìn)的辦法是用新的MOS管取代電阻R1、R6。
3改進(jìn)型同步boost電路
改進(jìn)型同步boost電路如圖4所示?！?/p>
圖4中用兩個MOS管（Q8、Q9）及其驅(qū)動電路（Q6、Q7）取代圖3中的R1、R6。通過電路分析可以得到，當(dāng)AC為高電平時，Q6截止，Q8截止，呈現(xiàn)高阻態(tài)，Q1導(dǎo)通；同時Q7導(dǎo)通，Q9導(dǎo)通，呈現(xiàn)低阻態(tài)，Q2的CGS迅速放電，Q2迅速關(guān)斷，與Q1的導(dǎo)通實(shí)現(xiàn)了良好的一致性。同時，AC高電平時，Q5又處于截止?fàn)顟B(tài)，Q9中沒有電流流過，Q9的低阻態(tài)不會引起功耗的上升，很好地解決了圖3中R1、R6低阻值時帶來的溫升。反之，AC低電平時，Q7截止，Q9截止，Q2導(dǎo)通；另一端的Q6導(dǎo)通，Q8低阻態(tài)，Q1迅速關(guān)斷。如此往復(fù)，Q1、Q2交替導(dǎo)通、截止，實(shí)現(xiàn)了boost電路升壓的基本功能又降低了功耗，提高了整體性能。
4模擬仿真
結(jié)合上述原理，最后用Cadence軟件模擬了圖4中boost電路的工作過程。電路中Q1、Q2采用IRF3205，Q8、Q9采用IRF320。電感選擇0.5 mH，電容選擇0.5 mF，PWM頻率100 kHz，上升沿下降沿時間各為200 ns。輸入電壓設(shè)為3.3 V，其余電路參數(shù)已在圖4中標(biāo)出。
當(dāng)占空比D=0.36時，輸出電壓、輸入功率、負(fù)載功率如圖5~圖7所示。
電源電壓Vcc發(fā)出功率如圖8所示。約為0.2 W。
可算出占空比D=0.36時，效率為：
![59DYXW9]F~49$C~QC47R0MX.png](http://files.chinaaet.com/images/2016/08/12/6360662523603576208917641.png "59DYXW9]F~49$C~QC47R0MX.png")
5結(jié)束語
綜上所述，本文提出的同步boost電路有著結(jié)構(gòu)新穎，性能優(yōu)良的特點(diǎn)。在各種電子電路設(shè)計中具有良好的應(yīng)用前景。
參考文獻(xiàn)
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