0 引言
    在目前的通信中，因數字信號與模擬信號相比有易于存儲，可靠性高等優(yōu)點，而得到了越來越廣泛的應用，數字體制開始逐步取代模擬體制。許多以往的模擬信號處理部分現在正逐步被數字化變換取代，從而能夠進行數字信號處理。
    幅度調制(AM)方式是常見的信號調制方式之一。其原理是用調制信號去控制有用信號的幅度，使之隨調制信號作變化。它的模擬解調方法有兩種：相干解調和包絡解調(非相干解調)。相干解調也叫同步檢波，是通過接收端提供與接收的已調AM信號載波嚴格同步的相干載波，使其與接收的已調信號相乘后，取出低頻分量得到基帶信號。包絡檢波是通過整流器和低通濾波器直接從已調波的幅度中提取原調制信號。
    AM信號的數字化解調不能使用模擬器件，因而只能采用數字器件實現解調。目前采用的主要是數字化正交解調器，本文闡述了其原理及局限性，并探討了另外兩種數字解調的方法，對這3種方法進行了比較。

1 傳統正交解調法
    AM信號數字化解調中廣泛采用的是數字正交解調法解調，解調框圖如圖1所示。

    收到的已調信號采樣值為：
     S(n)=A(n)cos(2πfcn+φ)， -∞≤n≤+∞
    式中：A(n)為包含有用信息的調制信號；fc為載波頻率；φ是初相。采樣后信號與正交的兩路本振信號直接相乘，然后經濾波器輸出。該濾波器帶寬取決于基帶信號帶寬，從而得到I／Q兩路正交信號：
         

    采用正交解調獲得I／Q兩路正交信號時，可以較容易地獲得信號的三個特征：瞬時幅度、瞬時相位和瞬時頻率，它們都是信號識別解調的基礎。理想情況下，數字正交解調精度高，誤差小。但其存在很大的局限性，在解調過程中需要本地恢復載波，往往需要用到數控振蕩器或鎖相環(huán)等器件，電路很復雜，因其恢復本地載波效果直接關系到最后的輸出效果及誤差，所以對器件要求較高，非常耗費資源。

2 AM信號數字化包絡解調
    傳統方法在提取所需本地載波時需要的器件和電路非常復雜，在數字器件處理中可能會引入系統誤差，甚至使信號失真。因數字信號處理比較靈活，可以利用一種算法實現AM信號的數字化包絡解調，而將大大簡化電路。
    在AM信號調制中，有用信號包絡是由各個幅值點支撐起來的，因此該算法通過采樣得到幅值點來獲得信號包絡，實現起來較簡單。假設載波頻率為fc，信號采樣率為fs，則在一個載波周期內應該有個采樣點，n取使|fc-nfs|最小的正整數。在所有這些采樣點中存在一個有用信息的幅值點，將存在于所有載波周期內的這些幅值點取出，就可得劐幅度信號包絡。通過對每個載波周期內的采樣值統計，在周期末輸出這個周期內的最大值，可以很方便地對各幅值點之間不等間隔采樣的零值作處理，且可降低倍采樣速率。最后對輸出的各個幅值點進行曲線擬合，即可得到調制信號的表達式。
    載波周期末輸出幅值和實際幅值會產生時間上的偏差，引入的相位誤差為，一般載波頻率和采樣率都比較大，調制信號頻率遠小于采樣率，則此相位誤差很微小，通過曲線擬合更是可以忽略不計。如果一個載波周期內采樣點數為整數時，幅值點的出現具有周期性，則每個周期的幅值點出現對應的樣點數相同，可對幅值點計數獲得固定相差，對調制信號修正。當一個載波周期內采樣點數為非整數時，載波周期樣點數應選擇靠近實際值的整數中較小的數，以避免單周期內出現兩個幅值而造成包絡失真。這種解調方法原理簡單，實現起來較容易，且設備資源消耗少，但由于是基于包絡的檢波，它對于噪聲的抑制作用較弱。AM信號數字化包絡解調框圖如圖2所示。

3 基于滑動DFT的AM信號數字化解調算法
    以上兩種方法都是對調制信號本身進行處理的，在頻域角度，常用FFT算法對信號進行解調，但這種方法計算量較大，且耗時，這里介紹采用滑動DFT算法對AM信號進行數字化解調。該方法相比于傳統的FFT算法計算量大大降低，具有較高效率。
    經A／D采樣后的離散信號表示為：
    x(n)=Acos(ωc／fsn+φ)， -∞≤n≤+∞
    式中：fs為A／D采樣頻率；A，ωc和φ分別對應信號幅度、載波角頻率和初相。
    窗口截取信號表示為：

    故在解調過程中，僅對載波頻率處所對應的DFT幅度感興趣，取其幅度值去掉直流分量即可恢復原始調制信號。具體運算推導過程如下：
    對窗口內的信號在K0=Nfc／fs頻點作DFT變換：
   
    設滑動窗口長度為L，DFT運算點數為N，用X1(K0)表示從第一個采樣數據開始的L個采樣數據進行DFT運算，得到的在頻點K0處的傅里葉值，則有：

    這樣即可得到全部采樣數據點在頻點K0處對應的傅里葉值。隨后只需計算|Xn(K0)|，去除直流分量即可恢復調制信號。
    傳統的FFT算法對窗口內的所有時刻都要獨立運算L次，而每個時刻都要Nlog：N次復乘運算口]，總計算量為LNlog2N。利用滑動DFT算法，在已知前個時刻頻譜Xn-1(K0)的情況下，計算Xn(K0)只需2次復乘運算，對窗口內的所有時刻總計算量為log2N+2(L-1)。通過圖3的比較可以明顯看出，當N較大時，滑動DFT的計算量遠小于FFT。

4 解調方法的比較
    首先利用三種方法對一段信號(f=0．2 MHz)進行解調，載波頻率fc=5 MHz，采樣頻率fs=50 MHz，加入窄帶加性高斯白噪聲，信噪比為SNR=35，取N=L=10。圖4為已調信號。仿真結果如圖5～圖7所示，分別對應以上三種方法。

    從仿真圖中可以看出，數字正交解調輸出圖形存在數字器件的截斷效應，在不考慮系統誤差的情況下，其解調精確度較高，誤差較小，但耗用資源。另外，當本地恢復載波和信號載波不一致時，信號易失真；包絡解調降低了10倍原始信號采樣率，平滑了解調輸出信號，誤差較小，效率高；滑動DFT解調輸出波形較理想，其優(yōu)勢主要體現在計算量上。幾種算法的具體比較見表1。

5 結語
    隨著數字器件得到越來越多的應用，AM信號的數字化處理應用也將更加廣泛。本文闡述了傳統AM信號數字化正交解調方法，并詳細介紹了另外兩種方法以及它們的優(yōu)缺點，在此基礎上從不同角度對其優(yōu)缺點進行了比較，得出各自的應用場合。通過比較結論可知，在實際應用過程中，可以根據不同情況選用不同的解調方法，從而可以更加方便高效地實現AM信號的數字化解調，且具有很好的應用前景。