《電子技術(shù)應(yīng)用》
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大功率LED驅(qū)動(dòng)電路研究設(shè)計(jì)
摘要: 根據(jù)大功率LED的供能要求,從EMI濾波、功率因素校正、半橋諧振轉(zhuǎn)換三個(gè)方面著手,以FAN6961和FSFR2100為控制芯片,設(shè)計(jì)了一款大功率的高效率LED驅(qū)動(dòng)電路,在90~264VAC的線路輸入和滿載下,功率因數(shù)高于93%,效率高于85%,并具有低輸入電流諧波失真和低EMI。
Abstract:
Key words :

  0 引言

  大功率LED以其高效率、無(wú)污染、長(zhǎng)壽命等諸多優(yōu)勢(shì)正備受人們的青睞,但是大功率LED需要低電壓、大電流的驅(qū)動(dòng)電源,為了突出大功率LED的優(yōu)勢(shì),就要求驅(qū)動(dòng)電源具有較高的效率,較高的功率因數(shù),并且可以過(guò)壓、過(guò)流、過(guò)熱保護(hù)。

  1 原理與設(shè)計(jì)

  本文所設(shè)計(jì)電路主要分為EMI模塊、PFC變換器和DC/DC變換器三個(gè)部分,其中EMI模塊采用雙環(huán)濾波,達(dá)到了較理想的效果;采用飛兆FAN6961芯片作為PFC變換器的控制芯片,使用Boost變換,使功率因數(shù)得到提高;DC/DC變換器采用LLC諧振,以FSFR2100為控制器件,達(dá)到了較高的效率,其基本結(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1 驅(qū)動(dòng)電源設(shè)計(jì)結(jié)構(gòu)

  1.1 EMI模塊

  開關(guān)電源的干擾信號(hào)按傳導(dǎo)模式可分為共模干擾信號(hào)和差模干擾信號(hào)。根絕其特點(diǎn)可粗略地劃分為三個(gè)頻段:

  0.15~0.5MHz差模干擾為主;0.5~5MHz差、共模干擾共存;5~30MHz共模干擾為主。在設(shè)計(jì)時(shí),如果哪個(gè)頻段不達(dá)標(biāo),可針對(duì)該頻段加強(qiáng)濾波效果。例如在0.15~0.5MHz頻段不達(dá)標(biāo),可以加強(qiáng)差模干擾信號(hào)的抑制,增大電容Cx的值或添加差模扼流圈;如在5~30MHz頻段不達(dá)標(biāo),可以加強(qiáng)共模干擾信號(hào)的抑制,增大Cy的值或增加共模濾波的級(jí)數(shù)。在抑制干擾信號(hào)時(shí),重點(diǎn)還是放在共模干擾信號(hào)的抑制上。

圖2 雙環(huán)EMI濾波器

  1.2 PFC變換器設(shè)計(jì)

  1.2.1 Boost變換工作原理

  Boost變換器亦稱并聯(lián)開關(guān)變換器。當(dāng)驅(qū)動(dòng)控制信號(hào)使開關(guān)晶體管VT導(dǎo)通時(shí),能量從輸入電源輸入,并存儲(chǔ)于電感L中,二極管VD反偏,負(fù)載由濾波電容C供給能量。

  當(dāng)VT截止時(shí),電感L中的電流不能突變,它所產(chǎn)生的感應(yīng)電勢(shì)阻止電流減小,電勢(shì)的極性左負(fù)右正。二極管VD導(dǎo)通,電感中儲(chǔ)存的能量通過(guò)二極管VD流入電容C,并供給負(fù)載。

圖3 Boost變換器電路結(jié)構(gòu)

  1.2.2 基于Boost的PFC變換器設(shè)計(jì)

  我們可以看出在開關(guān)管導(dǎo)通期間,電感電壓等于輸入電壓,電感電流隨之線性增加,二極管D1截止,輔助繞組的電壓隨之增加,電流檢測(cè)電阻的電壓線性上升;當(dāng)導(dǎo)通時(shí)間到達(dá)Ton時(shí),開關(guān)管斷開。當(dāng)開關(guān)管斷開時(shí),電感電壓降低,電感電流通過(guò)二極管D1流向負(fù)載,輔助繞組的電壓隨之降低,電流檢測(cè)電阻上無(wú)電流流過(guò),開關(guān)管再次開通前,電流檢測(cè)電阻上電壓已經(jīng)為0;而零電流檢測(cè)端電壓波形與開關(guān)管驅(qū)動(dòng)波形的脈沖剛好相反,當(dāng)零電流檢測(cè)端電壓將為0時(shí),開關(guān)管又開始導(dǎo)通,新一輪的周期開始??梢钥闯鲭娐饭ぷ髟谂R界導(dǎo)電模式下。

圖4 FAN6961的外圍電路

 

 

由下式我們得出開關(guān)管S的電流應(yīng)力為:1.93A。

 

 式1

  由于PFC級(jí)輸出電壓范圍為400± 20V, 所以V0_max=420V, 考慮選擇PDPF20N50開關(guān)晶體管(VDS=500V, ID=12.9A, RDS(on)=0.2Ω)。

  為了減少噪音,Boost變換器的開關(guān)頻率要做到盡量低,但又必須大于20kHz(低于20kHz人耳能夠聽(tīng)到)。本研究中設(shè)fmin=40kHz,此時(shí)輸入電壓的有效值VRMS=265V,Vin=√2VRMS=374V,V0=400V,輸入功率Pin=P0/η=150/0.85=176.5W。代入下式得:L=220H。

 式2

  選擇電感L=220H, 選取PQ3230為磁芯,各項(xiàng)參數(shù)查表知道,磁芯有效面積Ae=161mm2,AL=5140nH/N2,Le=7.46cm,磁芯的最高工作磁密Bs=0.32T,電感的峰值感應(yīng)電流:

式3

  電感的匝數(shù)由式(4)決定:

  式4

  對(duì)上式結(jié)果取整,定匝數(shù)為26。

  Boost變換器的控制芯片為FAN6961,需要一輔助繞組,根據(jù)FAN6961的使用說(shuō)明可知其匝數(shù)由式(5)決定:

  式5

  對(duì)上式取整,該輔助繞組的匝數(shù)為3 。

  在PFC電路中,通常在整流橋的輸出端接一個(gè)小電容,主要用來(lái)濾除輸入端的高頻噪音,其容量一般很小。它的取值具有下限值和上限值,其下限值由輸入濾波電容的最大電壓紋波決定,其上限值則由輸入電流與輸入電壓的偏移角決定。

  Vin(min)=√2Vin_RMS_min=120V,根據(jù)參考文獻(xiàn)可知ΔVci(max)一般取最小輸入電壓峰值處5%。ΔVci(max)=5%Vin(min)=6V,L=220H,Pin=P0/η=150/0.85=176.5W,V0=400V,cosβ=0.9,ω=100π。代入下式:

  式6

  式7

  由上式可得Cin min=0.67μF,Cin max=3.89μF;本文實(shí)驗(yàn)選擇輸入電容684/630V。

  將Vmax=ΔVci(max)/2=3V,f=50Hz,f=50Hz,I0=P0/V0=0.375A代入下式:

 式8

  得:C0 min=199μF,考慮到最大輸出電壓為420V,因此在該實(shí)驗(yàn)中,選取容量220、耐壓450V的電解電容。

  1.3 DC/DC轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)

  1.3.1 基于LLC諧振的DC/DC變換器

  LLC諧振變換器優(yōu)于常規(guī)串聯(lián)諧振變換器和并聯(lián)諧振變換器。首先,它可以在輸入和負(fù)載大范圍變化的情況下調(diào)節(jié)輸出,同時(shí)開關(guān)頻率變化相對(duì)很小。第二,它可以在整個(gè)運(yùn)行范圍內(nèi),實(shí)現(xiàn)零電壓切換(ZVS),從而降低了開關(guān)損耗,提高效率。最后,所有寄生元件,包括所有半導(dǎo)體器件的結(jié)電容和變壓器的漏磁電感和激磁電感,都是用來(lái)實(shí)現(xiàn)ZVS的。

  圖5所示為L(zhǎng)LC諧振變換器的工作原理圖,LLC諧振轉(zhuǎn)換器一般包含一個(gè)帶MOSFET的控制器(本文采用FSFR2100作為控制器)、一個(gè)諧振網(wǎng)絡(luò)和一個(gè)整流網(wǎng)絡(luò)。

圖5 LLC諧振變換器工作原理圖

  FSFR2100以50%的占空比交替驅(qū)動(dòng)兩個(gè)MOSFET,隨負(fù)載變化而改變工作頻率,調(diào)節(jié)輸出電壓。諧振網(wǎng)絡(luò)包括兩個(gè)諧振電感和一個(gè)諧振電容。諧振電感Ls、Lm與諧振電容Cs主要作為一個(gè)分壓器,其阻抗隨工作頻率而變化從而獲得所需的輸出電壓。整流網(wǎng)絡(luò)對(duì)諧振網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生的正弦波形進(jìn)行整流,然后傳輸?shù)捷敵黾?jí)。

  1.3.2 LLC諧振各參數(shù)計(jì)算

  由公式最小電壓增益其中K取8,則最小電壓增益為:

 式9

  如圖6所示。

圖6 最小電壓增益

 

 

 知PFC級(jí)輸出電壓為=405V,經(jīng)查得變壓器輸出端整流二極管FFPF12UP2ODN壓降VF=1.15V,要求輸出電壓V0=50V則變壓器匝數(shù)比n為:

式10

  對(duì)于同樣的規(guī)格,諧振電感和電容都可以取不同的數(shù)值,在這里Cr的取值有個(gè)下限,Cr的數(shù)值需使得串聯(lián)的諧振槽可以恒定增益區(qū)間的工作,而選擇較大的Cr會(huì)使得Cr上的電壓應(yīng)力降低。這樣帶來(lái)的問(wèn)題是使得諧振槽的阻抗降低,這會(huì)影響短路時(shí)的性能。當(dāng)諧振槽阻抗降低時(shí),則會(huì)使短路時(shí)電流變大,而且為了限制短路電流,會(huì)需要更高的開關(guān)頻率。這里選擇為22nF耐壓630V的電容。

  由公式推導(dǎo)出:

式11

圖7 LLC諧振變換器的典型增益曲線(k=8)

  如圖7振蕩器的典型電壓增益曲線所示,選取諧振頻率為102kHz,并且在上一步中已經(jīng)得出Cr=22nF,將這兩個(gè)參數(shù)代入式(11)就可以得到:

式12

  將k=8,Lr=110μH代入式(13):

式13

  得:

式14

  變壓器的磁芯選擇為EER3542(Ae=107mm2)磁芯,從圖7所示的增益曲線得到最小開關(guān)頻率為77kHz,則變壓器的初級(jí)最小線圈數(shù)為:

式15

  選擇次級(jí)線圈匝數(shù)為8 則初級(jí)線圈匝數(shù)為成立,故變壓器的線圈匝數(shù)為:初級(jí)NP=36Ts,次級(jí)Ns=8Ts。

  2 結(jié)語(yǔ)

  本文所設(shè)計(jì)的大功率LED驅(qū)動(dòng)電路所用到的元件較少,電路簡(jiǎn)單,創(chuàng)新性地利用FAN6961芯片將Boost電路和PFC模塊相結(jié)合,并采用LLC諧振變換器,在保證較高效率的同時(shí)達(dá)到了較高的功率因數(shù),大大減輕了電磁干擾,安全可靠。

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