介紹了10kW全橋移相ZVSPWM直流整流模塊主電路和控制電路的設(shè)計(jì)，給出了主變壓器和諧振電感的參數(shù)計(jì)算，最后給出了實(shí)驗(yàn)波形。

關(guān)鍵詞：全橋移相；零電壓開關(guān)；降頻

0    引言

        在大型發(fā)電廠中，由于需要的直流負(fù)荷比較大，蓄電池的容量通常都在2000A·h以上。若采用常規(guī)的10A或20A的開關(guān)整流模塊，一般需要20個(gè)或10個(gè)以上的模塊并聯(lián)，并聯(lián)數(shù)過多，對模塊之間的均流會帶來一定的影響，而且可靠性并不隨著模塊并聯(lián)數(shù)的增加而增加，一般并聯(lián)數(shù)最好在10個(gè)以下。目前，在電廠中大容量的直流充電電源采用相控電源的比較多，因此，很有必要開發(fā)針對電廠用戶的大容量開關(guān)整流充電電源。本文介紹的10kW全橋移相ZVSPWM整流模塊正是考慮了這種要求，它采用了加鉗位二極管的ZVS－FBPWM直流變換技術(shù)，控制電路采用UC3879專用全橋移相控制芯片，同時(shí)在輕載時(shí)采用了降低開關(guān)頻率等技術(shù)，具有重量輕，效率高等優(yōu)點(diǎn)。

1整流模塊主電路設(shè)計(jì)與參數(shù)計(jì)算

    整流模塊的主電路原理框圖如圖1所示，由輸入EMI濾波器，整流濾波，ZVS全橋變換器，輸出整流濾波和輸出EMI濾波器等組成。

圖1    主電路原理框圖

    圖1中由開關(guān)管S1～S4，鉗位二極管D1及D2，諧振電感Lr，隔直電容Cb，主變壓器T1以及吸收電阻和電容等組成全橋移相ZVS變換器，其中S1及S3為超前管，S2及S4為滯后管。S1（S3）超前S4(S2)一定的角度，即移相角。S1～S4采用IGBT單管并聯(lián)組成，開關(guān)頻率為25kHz左右。

1.1    變壓器參數(shù)的設(shè)計(jì)

    由于設(shè)計(jì)的全橋移相ZVSPWM整流模塊的最大輸出功率接近10kW，若采用常規(guī)的鐵氧體磁芯，由于功率比較大，磁芯不太好選擇，實(shí)際設(shè)計(jì)中磁芯采用了超微晶磁環(huán)。和鐵氧體相比，超微晶材質(zhì)具有較高的飽和磁密（可達(dá)1.2～1.6T）和較低損耗和優(yōu)良的溫度穩(wěn)定性等優(yōu)點(diǎn)，非常適宜用作大功率開關(guān)電源的主變壓器的磁芯。

    本模塊的輸入輸出指標(biāo)為輸入304～456V，輸出198～286V/35A。

    1）直流母線的最低電壓Vdmin

    Vdmin≈Vinmin×1.35=410.4V（1）

式中：Vinmin為三相輸入電壓最低值304V。

    2）變壓器副邊的最低電壓V2min

    V2min=(Vomax＋VD＋Vr)/Dmax=(286＋3＋2)/0.95=306.3V（2）

式中：Vomax為模塊輸出電壓最高值，取為286V；

      VD為整流二極管的壓降，取為3V；

      Vr為變壓器副邊繞組內(nèi)阻壓降和線路壓降，取為2V；

      Dmax為最大占空比,取為0.95。

    3）變壓器的變比n

    n=Vdmin/V2min=410.4/306.3=1.33

    實(shí)際變壓器原邊取為21匝，副邊為16匝，變比為21/16=1.3125。

1.2    諧振電感Lr參數(shù)的設(shè)計(jì)

    在全橋移相ZVS變換器中，在超前管S1(S3)的開關(guān)過程中，由于輸出濾波電感L1與諧振電感Lr是串聯(lián)的，而L1和諧振電感相比一般比較大，因此超前管很容易實(shí)現(xiàn)ZVS；而在滯后管S2(S4)的開關(guān)過程中，由于變壓器副邊是短路的，此時(shí)依靠諧振電感Lr的能量來實(shí)現(xiàn)ZVS，因此滯后管實(shí)現(xiàn)ZVS比較困難，一般設(shè)計(jì)在1/3滿載負(fù)載以上實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)。

    Lr=8CmosVdmax2/3I12[2]（3）

式中：Cmos為開關(guān)管漏源極電容（包括外并電容），實(shí)際中取為3300pF；

      Vdmax為直流母線電壓的最大值，取為

    1.35×456=615.6V；

      I1為滯后臂開關(guān)管關(guān)斷時(shí)原邊電流。

    I1=(Iomax/3＋ΔI1f/2)/n（4）

式中：Iomax為輸出電流最大值，取為35A；

            ΔI1f為允許輸出電感電流的脈動值，取為0.2×35=7.0A。

    由以上數(shù)據(jù)計(jì)算可得Lr=24.7μH。

2    控制電路設(shè)計(jì)

    控制電路采用了專用移相控制器件UC3879，原理框圖如圖2所示。

圖2    控制電路框圖

    圖2中ISET為電流限流設(shè)定值，VSET為電壓設(shè)定值，分別由微處理器產(chǎn)生；IO為輸出電流值，VFB為輸出電壓反饋值；SHT為故障關(guān)機(jī)信號，IPR為原邊電流采樣值。

    UC3879采用電流型PWM控制方式，把變壓器原邊電流引入到芯片內(nèi)部，提高了模塊的瞬態(tài)響應(yīng)速度。UC3879輸出的OA，OB，OC，OD4路信號再通過TLP250光耦組成了驅(qū)動電路，分別驅(qū)動S1～S4 4組開關(guān)管。OA/OB，OC/OD相位互補(bǔ)，OA(OB)分別超前OC(OD)一定的移相角。

    由于本全橋移相開關(guān)管采用IGBT，電流關(guān)斷時(shí)存在拖尾現(xiàn)象，開關(guān)管兩端并聯(lián)的電容比較大，導(dǎo)致空載損耗比較大。因此，在設(shè)計(jì)中采用了模塊輕載時(shí)降低開關(guān)頻率的方法，即在輸出電流<0.5A時(shí)，使開關(guān)頻率適當(dāng)降低；而當(dāng)輸出電流>0.5A時(shí)，使模塊開關(guān)頻率恢復(fù)正常值。降頻的實(shí)際電路如圖3所示，IO′為輸出電流值，IREF為設(shè)置的電流閾值。當(dāng)輸出電流超過設(shè)置的電流閾值時(shí)，Q1導(dǎo)通，UC3879的振蕩電阻變?yōu)镽28和R17(R17見圖2)并聯(lián)；而當(dāng)輸出電流小于設(shè)置的電流閾值時(shí)，Q1關(guān)斷，UC3879的振蕩電阻為R17。

圖3    降頻控制電路

    實(shí)測樣機(jī)在交流輸入440V時(shí)，不降頻的情況下，空載損耗有220W左右，而采用降頻控制技術(shù)后，空載損耗只有130W左右。

3    實(shí)驗(yàn)結(jié)果

    按照上述設(shè)計(jì)思想制作了2臺試驗(yàn)樣機(jī)，表1為其中一臺實(shí)測的效率數(shù)據(jù)。

表1    實(shí)測效率

    輸入電壓380V，輸出電壓240V。

    圖4為2A負(fù)載時(shí)超前管S1的驅(qū)動波形（CH1）和漏源極波形(CH2)；

    圖5為2A負(fù)載時(shí)滯后管S2的驅(qū)動波形（CH2）和漏源極波形(CH1),從圖5可以看出滯后管還沒有實(shí)現(xiàn)ZVS；

    圖6為15A負(fù)載時(shí)滯后管S2的驅(qū)動波形（CH2）和漏源極波形(CH1),從圖6可以看到滯后管已實(shí)現(xiàn)ZVS；

    圖7為35A負(fù)載時(shí)變壓器的原邊波形(20A/div)。

圖4    2A負(fù)載時(shí)S1驅(qū)動波形與漏源極波形

圖5    2A負(fù)載時(shí)S2驅(qū)動波形與漏源極波形

圖6    15A負(fù)載時(shí)S2驅(qū)動波形與漏源極波形

圖7    35A負(fù)載時(shí)變壓器原邊電流波形

4    結(jié)語

    本文介紹的全橋移相ZVSPWM整流模塊的開關(guān)管實(shí)現(xiàn)了ZVS，輸出240V、35A時(shí)效率達(dá)到

93.4％；而且由于采用了輕載變頻的技術(shù)，使得空載損耗大為降低，具有廣泛的應(yīng)用前景。