0 引 言
磁流變液體(Magneto Rheological Fluids)是一種新型相變材料。它是一種由高磁導率、低磁滯性的微小(微米甚至納米級)軟磁性顆粒和非導磁體液體混合而成的磁性粒懸浮液[1]。當無磁場時，懸浮的微粒鐵顆粒自由地隨液體運動；當施加磁場時，這些懸浮的微粒鐵顆粒被互相吸引，形成一串串鏈式結構從磁場一極到另一極，此時磁流變液體就在毫秒級的瞬間由牛頓流體變成塑性體或有一定屈服剪應力的粘彈性體。當改變磁場線圈中的電流從而獲得不同強度的磁場，磁流變液的屈服剪應力也發(fā)生變化，即在強磁場作用下，抗剪切力很大，呈現(xiàn)出高粘度、低流動性的液體特性；在零磁場條件下呈現(xiàn)出低粘度的特性。其剪切屈服強度與磁場強度(或電流大小)具有穩(wěn)定的對應關系。正是磁流變液的這種流變可控性使其能夠實現(xiàn)阻尼力的連續(xù)可變，從而達到對振動的主動控制目的。
磁流變液體屬于國際研究前沿技術，在車輛、機械、航空航天、艦船、建筑等領域具有廣泛的應用前景。磁流變液體技術越來越多地應用到振動的主動控制和扭矩傳遞場合，像沖擊吸收器、防振動變阻尼器、凱迪拉克汽車的懸掛系統(tǒng)、大型建筑工程的抗震隔離裝置、離合器、柔性夾具、光學器件拋光等，甚至在醫(yī)學領域，人工義肢也采用磁流變液體技術[1-3]。LORD公司已經研制出了適用于Rheonetic系列磁流變器件的電流控制器RD-3002。它可以工作在手動調節(jié)和外加電壓控制調節(jié)兩種方式下，能與計算機或PLC構成閉環(huán)控制系統(tǒng)。RD-3002需要外加12 V/2 A的電源，輸出電流為0～2 A，價格較貴[4]。文獻[5]采用摩托羅拉公司MC68HC908GP32 MCU為核心設計了用于磁流變阻尼器的電流控制系統(tǒng)。文獻[6]用美國TEXAS儀器公司推出的16位定點通用數(shù)字信號處理芯片為核心開發(fā)出精確可控的電流控制器。但這些研究與開發(fā)較為復雜，不能脫離計算機工作而且成本較高。在現(xiàn)場調試磁流變液體阻尼裝置時尤為不便。
本文提出一種簡便緊奏的可控PWM(脈寬調制)閉環(huán)電流放大器，具有精度高、線性度好、效率高、調試方便和成本低等特點，不僅可用于磁流變液體阻尼裝置，也可用于任何電磁線圈電路、加熱器或照明電路。
1 DRV系列PwM驅動器結構
電磁線圈的電流控制方法通常有電壓控制和電流控制兩種。電壓控制法是調節(jié)線圈的端電壓來控制通過電磁線圈的電流；電流控制法是在全額電壓下改變電磁線圈的電流大小。由于負載變化，例如線圈電阻由于溫度而變化，僅調控電壓會帶來電流誤差。磁場強度正比于電流大小，而且阻尼缸要求反應很快。假定一個負載電阻是5 Ω，某時刻該負載需要1 A電流，對于電壓控制型放大器，此時需要負載電壓控制為5 V。對于電流控制型放大器，此時負載電壓可能是12 V或更高，在一個信號脈沖輸入的一瞬間，負載電流將超出1 A，然后回復到1 A。電流上升波形如圖1所示。同樣的線圈電流下，電流控制型放大器的電流上升時間明顯小于電壓控制型放大器的上升時間。這是由于全額電壓下，電流型放大器能更快通過線圈，而且電流型放大器容易實現(xiàn)電流補償。撤消信號脈沖后，兩種類型的放大器波形基本重合，這是由于線圈放電成指數(shù)衰減的緣故。
傳統(tǒng)的線性輸出電源為電子系統(tǒng)提供了持續(xù)的電壓；不過，這種供電方式工作在半導體器件線性區(qū)，將會造成大最的電能損耗。在采樣控制理論中有一個重要結論：沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上寸，其效果基本相同。SPWM(正弦PWM)法就是以該結論為理論牲礎，用脈沖寬度按正弦規(guī)律變化而與正弦波等效的PWM波形即SPWM波形控制逆變電路中開關器件的通斷，使其輸出的脈沖電壓的面積與所希望輸出的正弦波在相應區(qū)間內的面積相等，通過改變調制波的頻率和幅值則可調節(jié)電路輸出電壓的頻率和幅值或調節(jié)電路輸出電流。PWM采用數(shù)字輸出方式驅動模擬電路，以獲得最高的能源傳輸效率并節(jié)省功率并具有更高可靠性，可調控的PWM能夠更精密地控制負載電流。
美國TExAs儀器公司專為驅動繼電器、電磁線圈、電動執(zhí)行機構、加熱器及照明優(yōu)化設計生產了PWM集成芯片系列，DRV103是其中之一，其尺寸為5 mm×6 mm,可調延時時間、可調振蕩頻率、可調占空比及價格低，使它廣泛適用于各種場合。DRV103有開關驅動和連續(xù)驅動兩種工作方式。DRV103能夠設置為原始封閉模式，在這個模式下，能夠自動地切換到省電方式。圖2顯示DRV103的簡略框圖及引腳。
腳1連接到一個比較器和一個電流源(=2.75ref而Iref=1.3V/Rfreq)。腳1可通過一個電阻RPWM接地，或連接一個模擬電壓來調整占空比。這個模擬電壓范圍在1.3 V～3.9 V之間。當PWM頻率設置在25 kHz，RPWM被取為75 kΩ時，占空比為10％；RPWM被取為200 kΩ時，占空比為90％。若川模擬電壓或D/A轉換器時，模擬電壓或D/A轉換器必須能夠提供灌電流能力(=2.75，Iref而Iref=1.3 V/Rfreq)。
腳2是設置上電后DRV103從DC(100％占空比)轉到PWM模式的初始時間，即延時調節(jié)。它在內部連接到一個3μA的電流源和一個2.6 V閾值的比較器。當腳2上電壓低于2.6 V時，DRV103是100％占 空比輸出_。當此腳懸空時，延時時間為18μs。這是由內部奇生電容引起的。若有需要更少時間，它可以連接到+5 V，延時時問可減少到1μs當腳2接上10μF電容時，延時時間可到11 s。PWM頻率是通過腳3的接地電阻值}殳定。DRV103內部振蕩器的頻率范圍在500 Hz～100 kHz。但是在500 Hz下，外接電阻值將達到lO MΩ。腳2將成為高阻抗輸入節(jié)點，會對電噪信號非常敏感。當PWM頻率是10 kHz、2 5 kHz和5 0 kHz時外接電阻值分別為523 kΩ、205 kΩ和1100 kΩ。
DRV103通過一個功率DMOS管輸出3 A驅動電流(腳5)，足夠驅動中小型電磁線圈。其導通電阻為0.5 Q，確保低功耗。最高上升速率限制的柵極驅動能夠減少RFI/EFI輻射噪聲。當驅動電感負載時，DRV103內部的鉗位二極符ESD不能取代外部放電二極管。腳7是故障指示輸出。當過電流或過熱時，提供一個灌電流通道來驅動發(fā)光二極僻，最大灌電流限制在10 mA之內。腳8是TTL電平兼容的輸入端口，高于1.7 V時，DRV103提供PWM輸出；低于1.7 V時，DRV103無PWM輸出。腳8不能"接連接到電源上，否則會損壞DRV103。腳6是電源，其范圍是+8 v～+32 V，它必須大于負載供電電壓 。
DRV103電特性參數(shù)(典型值)如下：
輸出電流(腳5)1.5 A，SO-8封裝(U)；
輸出電流(腳5)3 A，功率PADTM封裝(H)；
最大電流限制(腳5)3.5 A，超過此值，歸零；
導通電阻0.4 Ω；
輸出時飽和電壓+0.4 V，I0=1 A；
數(shù)字控制輸入(腳8)+2.2 V～+5.5 V(TTL電平)，高電平使能；
恒定DC輸出對PWM延時(腳2)110 ms，取決于外部電容；
占宅比調節(jié)(腳1)10％～90％；
占空比精度±2％，25 kHz、50％占空比；
非線性l％FSR；
動態(tài)響應：輸出電壓上升時間0.2μs，輸出電壓下降時間0.2μs，振蕩頻率范圍0.5 kHz～100 kHz，Rosc=205 kΩ，f=25 kHz；
工作溫度-55℃～+125℃；
溫度保護+160℃，+140℃時恢復；
故障輸出(腳7)5 V，20 kΩ上拉到+5 V；
故障輸出灌電流2 mA；
電源供給范圍(腳6)+8 V～+32 V。
注：輸出電流被DRV103功率耗散所限。當達到輸出電流上限，輸出電流將被置為0。恒定DC輸出對PWM延時=1.1 Cn×106(CD單位為F)。功率PADTMSO-8(H)封裝在散熱片下長期最大工作電流為2 A。
圖3展示了PWM控制電壓與占空比的關系。
2 磁流變液體可控電流放大器
利用DRV103開發(fā)出的磁流變液體可控電流放大器電路如圖4所示。
可控電流放大器由PWM控制DRV103、負載電流反饋環(huán)節(jié)、占空比電壓信號線性變換3部分組成。由于在磁流變液體研究中需要大電流進行多種性能實驗，特地在DRV103輸出增加一級電流驅動，使之最大驅動電流能夠達到40 A。這級驅動采用International Rectifier公司生產的HEXFET功率MOSFET管IRF5210，其最大工作電流為40 A，反向電壓為100 V，導通電阻為0.06 Ω。若需要更大的輸出電流，可采用IRF4905，其最大工作電流為74 A，反向電壓為55 V，導通電阻為0.02 Ω。快速恢復外延二級管DSE120為電磁線圈放電提供快速通道，保護MOSFET管IRF5210。PWM振蕩頻率可調，當該電阻Rref調到205 kΩ時，振蕩頻率設置在25 kHz，該電阻Rref調到100 kΩ時，振蕩頻率設置在50 kHz。但是，若振蕩頻率設置在50 kHz，占空比調節(jié)將會發(fā)生變化，不再是圖3所示曲線。上電后系統(tǒng)自動地工作(自動使能)，無須另加控制信號。
當溫度變化引起負載電阻值改變會帶來電流不穩(wěn)定，進而影響磁流變液體阻尼效果。磁流變液體可控電流放大器可設計成電流反饋控制型，如圖5所示。即在負載上串聯(lián)一個采樣電阻Rsense,取出電流信號，輸入一個負反饋放大器A1，取出電壓V1：
經過誤差比較放大器A2，當R4=R5=R6時，有誤差輸出電壓V2:
經過PI運算，其輸出V3為：
在一個確定不變的D/A輸入信號下，若負載電流由于溫度而變大，則Vsense變大，根據(jù)式(3)，V3將變小，占空比減小，導致輸出電流減小從而抵消負載電流的增大，維持負載電流穩(wěn)定。若考慮到當大電流時，采樣電阻功耗太大，發(fā)熱嚴重，可取消電流反饋回路。
考慮到許多新的D/A轉換器不具有灌電流能力，而且D/A的輸出通常是0 V～+10 V，若直接將D/A接入腳1，將會出現(xiàn)大的死區(qū)，除非在軟件編程上做分隔。為了方便使用，需要對占空比輸入控制電壓作一線性變換。根據(jù)圖3，設PWM調節(jié)方程為：
D/A轉換器輸出方程為：
考慮同樣的輸出效果，y1=y2，則可求出兩個輸入之間的關系：
式中：a2/a1是在新坐標系中的縮小和旋轉因子；(b2-b1)/a1是在新坐標系中的平移因子。
為了實現(xiàn)這個線性變換，采用高速單電源四運放LF324N(A4)作為電壓輸入信號變換適配器。根據(jù)下式適當選擇外圍電阻參數(shù)[7]：
當D/A輸出為OV時，運算放大器A4輸出為1.3 V；當D/A輸出為10 V時，A4輸出為3.9 V，正好在占空比調節(jié)范圍。100 pF電容是為了改善大電流在快速開關時的波形而并接在占空比調節(jié)電阻上。200 kn電位器可以手動調節(jié)系統(tǒng)輸出，無需連接計算機或D/A，手動調節(jié)時須斷開開關K。
采用本電流放大器驅動電磁鐵OP2025(其內阻為3.5 Ω)，GM04高斯表用來測量電磁鐵OP2025的磁場強度，D/A輸出電壓與輸出電流及磁場強度的關系測量結果如圖6所示,其線性同歸誤差為±1％，當D/A輸出為10 V時，占空比為1 00％，功率場效應管全開通，電源電壓加在負載上，顯示出良好控制效果。
圖7給出不同電流(磁場)強度下用粘度儀測量自制磁流變液體的機械特性。當在3.6 A電流下，磁流變液體的粘度比無電流時增加至少2個數(shù)量級。
3 結束語
磁流變液體可控電流放大器能夠線性地改變磁場強度，實現(xiàn)變阻尼工作。該可控電流放大器由高度集成的。PWM芯片構成。在全額電壓下，電磁線圈能夠快速響應電流變化，即變阻尼缸能迅速提供不同阻尼。這個特性應用在高速運動的對象時尤為重要。可控電流放大器體積小、成本極低，不僅可用于磁流變液體，還滿足許多場合的特殊要求。整個系統(tǒng)能脫離計算機而獨自工作，各種參數(shù)方便設置及可調。采用電流閉環(huán)補償溫度漂移，系統(tǒng)能長期穩(wěn)定工作，控制效果好。實驗曲線及結果給出D/A控制電壓與磁場強度的關系，顯示出很好的控制效果。