《電子技術(shù)應(yīng)用》
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反激電源及變壓器設(shè)計(jì)
摘要: 縱觀電源市場(chǎng),沒(méi)有哪一個(gè)拓?fù)淠芟穹醇る娐纺敲雌占埃梢?jiàn)反激電源在電源設(shè)計(jì)中具有不可替代的地位。
Abstract:
Key words :

  縱觀電源市場(chǎng),沒(méi)有哪一個(gè)拓?fù)淠芟穹醇る娐纺敲雌占埃梢?jiàn)反激電源在電源設(shè)計(jì)中具有不可替代的地位。說(shuō)句不算夸張的話,把反激電源設(shè)計(jì)徹底搞透了,哪怕其他的拓?fù)湟稽c(diǎn)不懂,在職場(chǎng)上找個(gè)月薪10K的工作也不是什么難事。

  提綱

  1、反激電路是由buck-boost拓?fù)溲葑兌鴣?lái),先分析一下buck-boost電路的工作過(guò)程。

  

  

  工作時(shí)序說(shuō)明:

  t0時(shí)刻,Q1開(kāi)通,那么D1承受反向電壓截止,電感電流在輸入電壓作用下線性上升。

  t1時(shí)刻,Q1關(guān)斷,由于電感電流不能突變,所以,電感電流通過(guò)D1,向C1充電。并在C1兩端電壓作用下,電流下降。

  t2時(shí)刻,Q1開(kāi)通,開(kāi)始一個(gè)新的周期。

  從上面的波形圖中,我們可以看到,在整個(gè)工作周期中,電感L1的電流都沒(méi)有到零。所以,這個(gè)工作模式是電流連續(xù)的CCM模式,又叫做能量不完全轉(zhuǎn)移模式。因?yàn)殡姼兄械膬?chǔ)能沒(méi)有完全釋放。

  從工作過(guò)程我們也可以知道,這個(gè)拓?fù)淠芰總鬟f的方式是,在MOS管開(kāi)通時(shí),向電感中儲(chǔ)存能量,MOS管關(guān)斷時(shí),電感向輸出電容釋放能量。MOS管不直接向負(fù)載傳遞能量。整個(gè)能量傳遞過(guò)程是先儲(chǔ)存再釋放的過(guò)程。整個(gè)電路的輸出能力,取決于電感的儲(chǔ)存能力。我們還要注意到,根據(jù)電流流動(dòng)的方向,可以判斷出,在輸入輸出共地的情況下,輸出的電壓是負(fù)電壓。

  MOS管開(kāi)通時(shí),電感L1承受的是輸入電壓,MOS關(guān)斷時(shí),電感L1承受的是輸出電壓。那么,在穩(wěn)態(tài)時(shí),電路要保證電感不進(jìn)入飽和,必定要保證電感承受的正向和反向的伏秒積的平衡。那么:

  Vin×(t1-t0)=Vout×(t2-t1),假如整個(gè)工作周期為T(mén),占空比為D,那么就是:Vin×D=Vout×(1-D)

  那么輸出電壓和占空比的關(guān)系就是:Vout=Vin×D/(1-D)

  同時(shí),我們注意看MOS管和二極管D1的電壓應(yīng)力,都是Vin+Vout

  另外,因?yàn)槭荂CM模式,所以從電流波形上可以看出來(lái),二極管存在反向恢復(fù)問(wèn)題。MOS開(kāi)通時(shí)有電流尖峰。

  縱觀電源市場(chǎng),沒(méi)有哪一個(gè)拓?fù)淠芟穹醇る娐纺敲雌占?,可?jiàn)反激電源在電源設(shè)計(jì)中具有不可替代的地位。說(shuō)句不算夸張的話,把反激電源設(shè)計(jì)徹底搞透了,哪怕其他的拓?fù)湟稽c(diǎn)不懂,在職場(chǎng)上找個(gè)月薪10K的工作也不是什么難事。

  提綱

  1、反激電路是由buck-boost拓?fù)溲葑兌鴣?lái),先分析一下buck-boost電路的工作過(guò)程。

  

  

  工作時(shí)序說(shuō)明:

  t0時(shí)刻,Q1開(kāi)通,那么D1承受反向電壓截止,電感電流在輸入電壓作用下線性上升。

  t1時(shí)刻,Q1關(guān)斷,由于電感電流不能突變,所以,電感電流通過(guò)D1,向C1充電。并在C1兩端電壓作用下,電流下降。

  t2時(shí)刻,Q1開(kāi)通,開(kāi)始一個(gè)新的周期。

  從上面的波形圖中,我們可以看到,在整個(gè)工作周期中,電感L1的電流都沒(méi)有到零。所以,這個(gè)工作模式是電流連續(xù)的CCM模式,又叫做能量不完全轉(zhuǎn)移模式。因?yàn)殡姼兄械膬?chǔ)能沒(méi)有完全釋放。

  從工作過(guò)程我們也可以知道,這個(gè)拓?fù)淠芰總鬟f的方式是,在MOS管開(kāi)通時(shí),向電感中儲(chǔ)存能量,MOS管關(guān)斷時(shí),電感向輸出電容釋放能量。MOS管不直接向負(fù)載傳遞能量。整個(gè)能量傳遞過(guò)程是先儲(chǔ)存再釋放的過(guò)程。整個(gè)電路的輸出能力,取決于電感的儲(chǔ)存能力。我們還要注意到,根據(jù)電流流動(dòng)的方向,可以判斷出,在輸入輸出共地的情況下,輸出的電壓是負(fù)電壓。

  MOS管開(kāi)通時(shí),電感L1承受的是輸入電壓,MOS關(guān)斷時(shí),電感L1承受的是輸出電壓。那么,在穩(wěn)態(tài)時(shí),電路要保證電感不進(jìn)入飽和,必定要保證電感承受的正向和反向的伏秒積的平衡。那么:

  Vin×(t1-t0)=Vout×(t2-t1),假如整個(gè)工作周期為T(mén),占空比為D,那么就是:Vin×D=Vout×(1-D)

  那么輸出電壓和占空比的關(guān)系就是:Vout=Vin×D/(1-D)

  同時(shí),我們注意看MOS管和二極管D1的電壓應(yīng)力,都是Vin+Vout

  另外,因?yàn)槭荂CM模式,所以從電流波形上可以看出來(lái),二極管存在反向恢復(fù)問(wèn)題。MOS開(kāi)通時(shí)有電流尖峰。

  上面的工作模式是電流連續(xù)的CCM模式。在原圖的基礎(chǔ)上,把電感量降低為80uH,其他參數(shù)不變,仿真看穩(wěn)態(tài)的波形如下:

  

  t0時(shí)刻,Q1開(kāi)通,那么D1承受反向電壓截止,電感電流在輸入電壓作用下從0開(kāi)始線性上升。

  t1時(shí)刻,Q1關(guān)斷,由于電感電流不能突變,所以,電感電流通過(guò)D1,向C1充電。并在C1兩端電壓作用下,電流下降。

  t2時(shí)刻,電感電流和二極管電流降到零。D1截止,MOS的結(jié)電容和電感開(kāi)始發(fā)生諧振。所以可以看見(jiàn)MOS的Vds電壓出現(xiàn)周期性的振蕩。

  t3時(shí)刻,Q1再次開(kāi)通,進(jìn)入一個(gè)新的周期。

  在這個(gè)工作模式中,因?yàn)殡姼须娏鲿?huì)到零,所以是電流不連續(xù)的DCM模式。有叫做能量完全轉(zhuǎn)移模式,因?yàn)殡姼兄袃?chǔ)存的能量完全轉(zhuǎn)移到了輸出端。而二極管因?yàn)橐补ぷ髟贒CM狀態(tài),所以沒(méi)有反向恢復(fù)的問(wèn)題。 但是我們應(yīng)該注意到,DCM模式的二極管、電感和MOS漏極的峰值電流是大于上面的CCM模式的。

  需要注意的是在DCM下的伏秒積的平衡是:

  Vin×(t1-t0)=Vout(t2-t1)

  只是個(gè)波形的正反問(wèn)題。就好象示波器的探頭和夾子如果反過(guò)來(lái),那么波形就倒過(guò)來(lái)。

  你注意看圖的右邊,看波形具體的定義是什么。有的波形是兩個(gè)點(diǎn)相減出來(lái)的。

  看波形圖也要配合這原理圖來(lái)看的。

  當(dāng)MOS開(kāi)通的時(shí)候,二極管D1承受著反壓,是一個(gè)負(fù)的電壓。MOS關(guān)斷的時(shí)候,二極管導(dǎo)通,正向壓降很低二極管的反向恢復(fù),和其工作時(shí)PN結(jié)的載流子的運(yùn)動(dòng)有關(guān)系。DCM時(shí),因?yàn)槎O管已經(jīng)沒(méi)有電流流過(guò)了,內(nèi)部載流子已經(jīng)完成了復(fù)合過(guò)程。所以不存在反向回復(fù)問(wèn)題。會(huì)有一點(diǎn)點(diǎn)反向電流,不過(guò)那是結(jié)電容造成的。

  在CCM和DCM模式有個(gè)過(guò)渡的狀態(tài),叫CRM,就是臨界模式。這個(gè)模式就是電感電流剛好降到零的時(shí)候,MOS開(kāi)通。這個(gè)方式就是DCM向CCM過(guò)渡的臨界模式。CCM在輕載的時(shí)候,會(huì)進(jìn)入DCM模式的。CRM模式可以避免二極管的反向恢復(fù)問(wèn)題。同時(shí)也能避免深度DCM時(shí),電流峰值很大的缺點(diǎn)。要保持電路一直工作在CRM模式,需要用變頻的控制方式。

  我還注意到,在DCM模式,電感電流降到零以后,電感會(huì)和MOS的結(jié)電容諧振,給MOS結(jié)電容放電。那么,是不是可以有種工作方式是當(dāng)MOS結(jié)電容放電到最低點(diǎn)的時(shí)候,MOS開(kāi)通進(jìn)入下一個(gè)周期,這樣就可以降低MOS開(kāi)通的損耗了。答案是肯定的。這種方式就叫做準(zhǔn)諧振,QR方式。也是需要變頻控制的。不管是PWM模式,CRM模式,QR模式,現(xiàn)在都有豐富的控制IC可以提供用來(lái)設(shè)計(jì)。

  2、那么我們常說(shuō),反激flyback電路是從buck-boost電路演變而來(lái),究竟是如何從buck-boost拓?fù)溲葑兂龇醇lyback拓?fù)涞哪???qǐng)看下面的圖:

  

  這是基本的buck-boost拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。下面我們把MOS管和二極管的位置改變一下,都挪到下面來(lái)。變成如下的電路結(jié)構(gòu)。這個(gè)電路和上面的電路是完全等效的。

  

  接下來(lái),我們把這個(gè)電路,從A、B兩點(diǎn)斷開(kāi),然后在斷開(kāi)的地方接入一個(gè)變壓器,得到下圖:

  

  為什么變壓器要接在這個(gè)地方?因?yàn)閎uck-boost電路中,電感上承受的雙向伏秒積是相等的,不會(huì)導(dǎo)致變壓器累積偏磁。我們注意到,變壓器的初級(jí)和基本拓?fù)渲械碾姼惺遣⒙?lián)關(guān)系,那么可以將變壓器的勵(lì)磁電感和這個(gè)電感合二為一。另外,把變壓器次級(jí)輸出調(diào)整一下,以適應(yīng)閱讀習(xí)慣。得到下圖:

  

  這就是最典型的隔離flyback電路了。由于變壓器的工作過(guò)程是先儲(chǔ)存能量后釋放,而不是僅僅擔(dān)負(fù)傳遞能量的角色。故而這個(gè)變壓器的本質(zhì)是個(gè)耦合電感。采用這個(gè)耦合電感來(lái)傳遞能量,不僅可以實(shí)現(xiàn)輸入與輸出的隔離,同時(shí)也實(shí)現(xiàn)了電壓的變換,而不是僅僅靠占空比來(lái)調(diào)節(jié)電壓。

  由于此耦合電感并非理想器件,所以存在漏感,而實(shí)際線路中也會(huì)存在雜散電感。當(dāng)MOS關(guān)斷時(shí),漏感和雜散電感中的能量會(huì)在MOS的漏極產(chǎn)生很高的電壓尖峰,從而會(huì)導(dǎo)致器件的損壞。故而,我們必須對(duì)漏感能量進(jìn)行處理,最常見(jiàn)的就是增加一個(gè)RCD吸收電路。用C來(lái)暫存漏感能量,用R來(lái)耗散之。

  

  下面先讓我們仿真一下反激flyback電路的工作過(guò)程。在使用耦合電感仿真的時(shí)候,我們需要知道saber中,耦合電感怎么用。簡(jiǎn)單的辦法,就是選擇一個(gè)理想的線性變壓器,然后設(shè)置其電感量來(lái)仿真。還有一個(gè)辦法,就是利用耦合電感K這個(gè)模型來(lái)仿真。下圖是我們用來(lái)仿真的電路圖,為了讓大家能看到元件參數(shù)的設(shè)置,我把所有元件的關(guān)鍵參數(shù)都顯示出來(lái)了。還有,因?yàn)榉抡娴男枰?,我把輸入和輸出共地,?shí)際電路當(dāng)然是隔離的。

  

  細(xì)心的朋友可能會(huì)注意到,變壓器的初級(jí)電感量是202uH,參與耦合的卻只有200uH,那么有2uH是漏感。次級(jí)是50uH,沒(méi)有漏感。變壓器的電感比是200:50,那么意味著變壓器的匝比NP/NS=2:1設(shè)定瞬態(tài)掃描,時(shí)間10ms,步長(zhǎng)10ns,看看穩(wěn)態(tài)時(shí)的波形吧:

  

  下面先簡(jiǎn)單敘述其工作原理:

  t0時(shí)刻,MOS開(kāi)通。變壓器初級(jí)電流在輸入電壓的作用下,線性上升,上升速率為Vin/l1。變壓器初級(jí)電壓感應(yīng)到次級(jí),整流二極管反向截止。二極管承受反壓為Vin/(NP/NS)+Vout。

  t1時(shí)刻,MOS關(guān)斷。 變壓器初級(jí)電流被強(qiáng)制關(guān)斷。我們知道電感電流是不能突變的,而現(xiàn)在MOS要強(qiáng)制關(guān)斷初級(jí)電流,那么初級(jí)電感就會(huì)在MOS關(guān)斷過(guò)程中,在初級(jí)側(cè)產(chǎn)生一個(gè)感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)。根據(jù)電磁感應(yīng)定律,我們知道,這個(gè)感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)在原理圖中是下正上負(fù)的。這個(gè)感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)通過(guò)變壓器的繞組耦合到次級(jí),由于次級(jí)的同名端和初級(jí)是反的。所以次級(jí)的感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)是上正下負(fù)。當(dāng)次級(jí)的感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)達(dá)到輸出電壓時(shí),次級(jí)整流二極管導(dǎo)通。初級(jí)電感在MOS開(kāi)通時(shí)儲(chǔ)存的能量,通過(guò)磁芯耦合到次級(jí)電感,然后通過(guò)次級(jí)線圈釋放到次級(jí)輸出電容中。在向輸出電容中轉(zhuǎn)移能量的過(guò)程中,由于次級(jí)輸出電容容量很大,電壓基本不變,所以次級(jí)電壓被箝位在輸出電壓Vout,那么因?yàn)榇判纠@組電壓是按匝數(shù)的比例關(guān)系,所以此時(shí)初級(jí)側(cè)的電壓也被箝位在Vout/(NS/NP),這里為了簡(jiǎn)化分析,我們忽略了二極管的正向?qū)▔航怠?/p>

  現(xiàn)在我們引入一個(gè)非常重要的概念,反射電壓Vf。反射電壓Vf就是次級(jí)繞組在向次級(jí)整流后的輸出電容轉(zhuǎn)移能量時(shí),把次級(jí)輸出電壓按照初次級(jí)繞組的匝數(shù)比關(guān)系反射到初級(jí)側(cè)繞組的電壓,數(shù)值為:Vf=(Vout+Vd)/(NS/NP),式中,Vd是二極管的正向?qū)▔航?。在本例中,Vout約為20V,Vd約為1V,NP/NS=2,那么反射電壓約為42V。從波形圖上可以證實(shí)這一點(diǎn)。那么我們從原理圖上可以知道,此時(shí)MOS的承受的電壓為Vin+Vf。

  也有朋友注意到了,在MOS關(guān)斷的時(shí)候,Vds的波形顯示,MOS上的電壓遠(yuǎn)超過(guò)Vin+Vf!這是怎么回事呢?這是因?yàn)?,我們的這個(gè)例子中,變壓器的初級(jí)有漏感。漏感的能量是不會(huì)通過(guò)磁芯耦合到次級(jí)的。那么MOS關(guān)斷過(guò)程中,漏感電流也是不能突變的。漏感的電流變化也會(huì)產(chǎn)生感應(yīng)電動(dòng)勢(shì),這個(gè)感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)因?yàn)闊o(wú)法被次級(jí)耦合而箝位,電壓會(huì)沖的很高。那么為了避免MOS被電壓擊穿而損壞,所以我們?cè)诔跫?jí)側(cè)加了一個(gè)RCD吸收緩沖電路,把漏感能量先儲(chǔ)存在電容里,然后通過(guò)R消耗掉。當(dāng)然,這個(gè)R不僅消耗漏感能量。因?yàn)樵贛OS關(guān)斷時(shí),所有繞組都共享磁芯中儲(chǔ)存的能量。其實(shí),留意看看,初級(jí)配上RCD吸收電路,和次級(jí)整流濾波后帶一個(gè)電阻負(fù)載,電路結(jié)構(gòu)完全是相同的。故而初級(jí)側(cè)這時(shí)候也像一個(gè)輸出繞組似的,只不過(guò)輸出的電壓是Vf,那么Vf也會(huì)在RCD吸收回路的R上產(chǎn)生功率。因此,初級(jí)側(cè)的RCD吸收回路的R不要取值太小,以避免Vf在其上消耗過(guò)多的能量而降低效率。t3時(shí)刻,MOS再次開(kāi)通,開(kāi)始下一個(gè)周期。那么現(xiàn)在有一個(gè)問(wèn)題。在一個(gè)工組周期中,我們看到,初級(jí)電感電流隨著MOS的關(guān)斷是被強(qiáng)制關(guān)斷的。在MOS關(guān)斷期間,初級(jí)電感電流為0,電流是不連續(xù)的。那么,是不是我們的這個(gè)電路是工作在DCM狀態(tài)的呢?

  在flyback電路中,CCM和DCM的判斷,不是按照初級(jí)電流是否連續(xù)來(lái)判斷的。而是根據(jù)初、次級(jí)的電流合成來(lái)判斷的。只要初、次級(jí)電流不同是為零,就是CCM模式。而如果存在初、次級(jí)電流同時(shí)為零的狀態(tài),就是DCM模式。介于二者之間的就是CRM過(guò)渡模式。

  所以根據(jù)這個(gè)我們從波形圖中可以看到,當(dāng)MOS開(kāi)通時(shí),次級(jí)電流還沒(méi)有降到零。而MOS開(kāi)通時(shí),初級(jí)電流并不是從零開(kāi)始上升,故而,這個(gè)例子中的電路是工作在CCM模式的。我們說(shuō)過(guò),CCM模式是能量不完全轉(zhuǎn)移的。也就是說(shuō),儲(chǔ)存在磁芯中的能量是沒(méi)有完全釋放的。但進(jìn)入穩(wěn)態(tài)后,每周期MOS開(kāi)通時(shí)新增儲(chǔ)存能量是完全釋放到次級(jí)的。否則磁芯會(huì)飽和的。

  在上面的電路中,如果我們?cè)龃筝敵鲐?fù)載的阻值,降低輸出電流,可以是電路工作模式進(jìn)入到DCM狀態(tài)。為了使輸出電壓保持不變,MOS的驅(qū)動(dòng)占空比要降低一點(diǎn)。其他參數(shù)保持不變。

  

  同樣,設(shè)定瞬態(tài)掃描,時(shí)間10ms,步長(zhǎng)10ns,看看穩(wěn)態(tài)時(shí)的波形吧:

  

  t0時(shí)刻,MOS開(kāi)通,初級(jí)電流線性上升。

  t1時(shí)刻,MOS關(guān)斷,初級(jí)感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)耦合到次級(jí)向輸出電容轉(zhuǎn)移能量。漏感在MOS上產(chǎn)生電壓尖峰。輸出電壓通過(guò)繞組耦合,按照匝比關(guān)系反射到初級(jí)。這些和CCM模式時(shí)是一樣的。這一狀態(tài)維持到t2時(shí)刻結(jié)束。

  t2時(shí)刻,次級(jí)二極管電流,也就是次級(jí)電感電流降到了零。這意味著磁芯中的能量已經(jīng)完全釋放了。那么因?yàn)槎茈娏鹘档搅肆悖O管也就自動(dòng)截止了,次級(jí)相當(dāng)于開(kāi)路狀態(tài),輸出電壓不再反射回初級(jí)了。由于此時(shí)MOS的Vds電壓高于輸入電壓,所以在電壓差的作用下,MOS的結(jié)電容和初級(jí)電感發(fā)生諧振。諧振電流給MOS的結(jié)電容放電。Vds電壓開(kāi)始下降,經(jīng)過(guò)1/4之一個(gè)諧振周期后又開(kāi)始上升。由于RCD箝位電路的存在,這個(gè)振蕩是個(gè)阻尼振蕩,幅度越來(lái)越小。

  t2到t3時(shí)刻,變壓器是不向輸出電容輸送能量的。輸出完全靠輸出的儲(chǔ)能電容來(lái)維持。

  t3時(shí)刻,MOS再次開(kāi)通,由于這之前磁芯能量已經(jīng)完全釋放,電感電流為零。所以初級(jí)的電流是從零開(kāi)始上升的。

  從CCM模式和DCM模式的波形中我們可以看到二者波形的區(qū)別:

  1,變壓器初級(jí)電流,CCM模式是梯形波,而DCM模式是三角波。

  2,次級(jí)整流管電流波形,CCM模式是梯形波,DCM模式是三角波。

  3,MOS的Vds波形,CCM模式,在下一個(gè)周期開(kāi)通前,Vds一直維持在Vin+Vf的平臺(tái)上。而DCM模式,在下一個(gè)周期開(kāi)通前,Vds會(huì)從Vin+Vf這個(gè)平臺(tái)降下來(lái)發(fā)生阻尼振蕩。

  所以,只要有示波器,我們就可以很容易從波形上看出來(lái)反激電源是工作在CCM還是DCM狀態(tài)。

  另外,從DCM的工作波形上,我們也可以得到一些有意義的提示。

  例如,假如我們控制使次級(jí)繞組電流降到零的瞬間,開(kāi)通MOS進(jìn)入下一個(gè)周期。這樣可以有效利用占空比,降低初級(jí)電流峰值和RMS值。

  這種工作方式就是叫做CRM方式??梢杂米冾l帶電流過(guò)零檢測(cè)的IC來(lái)控制。例如L6561MC34262等。

  還有一種方式,就是次級(jí)電流過(guò)零后,MOS結(jié)電容和初級(jí)電感諧振放電,我們假如讓MOS在Vds降到最低點(diǎn)的時(shí)候開(kāi)通,那么可以有效降低容性開(kāi)通造成的能量損失。這種就是前面提到過(guò)的QR準(zhǔn)諧振模式。這樣的控制IC現(xiàn)在也有很多

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