在前面的反激電源的設(shè)計(jì)中，我們闡述了反激電源的基本拓?fù)?a class="innerlink" href="http://ihrv.cn/tags/BUCK-BOOST" title="BUCK-BOOST" target="_blank">BUCK-BOOST電路的工作原理，并推導(dǎo)了BUCK-BOOST向FLYBACK拓?fù)涞难葑冞^程。然后我們學(xué)習(xí)了反激電源的一些關(guān)鍵參數(shù)的設(shè)計(jì)與計(jì)算。并將設(shè)計(jì)過程總結(jié)成了一個(gè)EXCEL電子表格。現(xiàn)在把這個(gè)電子表格提供給大家，供大家下載后驗(yàn)證設(shè)計(jì)，同時(shí)體提供一個(gè)小工具用于計(jì)算波形的RMS值。
在這篇文章里，我們將把反激的設(shè)計(jì)深化、延伸。在以后的一段時(shí)間里，我將在這里和大家一起探討反激電源中的一些實(shí)用技術(shù)，比如：CRM/BCM的反激設(shè)計(jì)、QR模式的反激設(shè)計(jì)、LCD吸收替代RCD吸收、反激單級PFC等等。同時(shí)，歡迎大家積極參與討論，發(fā)表自己的觀點(diǎn)。
首先，我們看看常用的CRM/BCM和QR模式下的反激電源的控制IC主要有哪幾種，我先說幾個(gè)，后面請大家積極補(bǔ)充：
CRM/BCM：L6561，L6562，MC34262，SA7527
QR：NCP1337
首先來看CRM/BCM的工作情況。
我們都知道，CRM/BCM的反激電源是工作在變頻控制，那么工作的頻率究竟是怎么變化的呢？請看：
T為工作周期，VIN是輸入電壓，L是初級電感量，IP是初級峰值電流PIN是輸入功率，VF是反射電壓，fs是開關(guān)頻率。
從上面的關(guān)系式，我們可以看出，對于恒定電壓、恒定功率輸出的電源來說，如果忽略了效率，那么工作周期隨著輸入電壓的升高，而減小，那么就是輸入電壓增高，工作頻率增加。如果考慮效率的話，一般來說，高壓輸入的時(shí)候，效率會高一些，那么頻率也是隨著輸入電壓增加而增加的。
對于某些電源的應(yīng)用場合而言，比如充電器，它的輸出電壓是變化的。那么當(dāng)工作與恒流狀態(tài)的時(shí)候，輸出電壓并沒有達(dá)到正常值，就是說VF比較低，那么假如功率不變，輸入電壓不變，VF低的話，其實(shí)工作頻率是會變低的。
因?yàn)椴煌念l率下，IP是不同的，那么變壓器的工作磁通量也是不同的。不確定的參數(shù)會讓設(shè)計(jì)失去控制。所以，我們設(shè)計(jì)一個(gè)CRM/BCM電源的時(shí)候，首先要確定工作頻率的變化區(qū)間，并判斷是否符合我們的要求。
那么，對于CRM/BCM的反激電源的設(shè)計(jì)是順序是：
根據(jù)輸入電壓范圍，MOS的耐壓值等參數(shù)，確定在最低輸入電壓時(shí)的占空比，反射電壓VF、RCD箝位電壓VC。
然后，設(shè)定最低工作頻率，根據(jù)輸出功率，效率，計(jì)算出初級電感量。
這樣，就可以根據(jù)上面的公式，求出在不同負(fù)載狀態(tài)下，不同輸入電壓下，開關(guān)管的工作頻率了。
注意，這個(gè)算法，只適合交流整流后帶大電解濾波的FLYBACK電路，并不適用于單級的反激PFC的設(shè)計(jì)。
對于單級PFC類型的CRM/BCM工作模式，在每個(gè)半正弦周期內(nèi)的不同位置，頻率都是變化的。因?yàn)橐獫M足輸入電流隨著輸入電壓波形變化而變化。下面我們來分析一下這類工作模式的情況和特點(diǎn)，以及如何計(jì)算。
首先還是先計(jì)算一下工作周期
我們知道，對于CRM/BCM模式的反激式PFC電路來說，是峰值電流型的控制，而峰值電流的參考值是由電壓反饋和乘法器內(nèi)部合成的，由于這個(gè)峰值電流的參考值和輸入的交流信號是同相位的，而PFC的電壓環(huán)的響應(yīng)又是要求很慢的，那么每個(gè)開關(guān)周期的峰值電流就是和輸入交流的瞬時(shí)值成固定比例的。在這篇文章里，我們將把反激的設(shè)計(jì)深化、延伸。在以后的一段時(shí)間里，我將在這里和大家一起探討反激電源中的一些實(shí)用技術(shù)，比如：CRM/BCM的反激設(shè)計(jì)、QR模式的反激設(shè)計(jì)、LCD吸收替代RCD吸收、反激單級PFC等等。同時(shí)，歡迎大家積極參與討論，發(fā)表自己的觀點(diǎn)。
首先，我們看看常用的CRM/BCM和QR模式下的反激電源的控制IC主要有哪幾種，我先說幾個(gè)，后面請大家積極補(bǔ)充：
CRM/BCM：L6561，L6562，MC34262，SA7527
QR：NCP1337
首先來看CRM/BCM的工作情況。
我們都知道，CRM/BCM的反激電源是工作在變頻控制，那么工作的頻率究竟是怎么變化的呢？請看：
T為工作周期，VIN是輸入電壓，L是初級電感量，IP是初級峰值電流PIN是輸入功率，VF是反射電壓，fs是開關(guān)頻率。
從上面的關(guān)系式，我們可以看出，對于恒定電壓、恒定功率輸出的電源來說，如果忽略了效率，那么工作周期隨著輸入電壓的升高，而減小，那么就是輸入電壓增高，工作頻率增加。如果考慮效率的話，一般來說，高壓輸入的時(shí)候，效率會高一些，那么頻率也是隨著輸入電壓增加而增加的。
對于某些電源的應(yīng)用場合而言，比如充電器，它的輸出電壓是變化的。那么當(dāng)工作與恒流狀態(tài)的時(shí)候，輸出電壓并沒有達(dá)到正常值，就是說VF比較低，那么假如功率不變，輸入電壓不變，VF低的話，其實(shí)工作頻率是會變低的。
因?yàn)椴煌念l率下，IP是不同的，那么變壓器的工作磁通量也是不同的。不確定的參數(shù)會讓設(shè)計(jì)失去控制。所以，我們設(shè)計(jì)一個(gè)CRM/BCM電源的時(shí)候，首先要確定工作頻率的變化區(qū)間，并判斷是否符合我們的要求。
那么，對于CRM/BCM的反激電源的設(shè)計(jì)是順序是：
根據(jù)輸入電壓范圍，MOS的耐壓值等參數(shù)，確定在最低輸入電壓時(shí)的占空比，反射電壓VF、RCD箝位電壓VC。
然后，設(shè)定最低工作頻率，根據(jù)輸出功率，效率，計(jì)算出初級電感量。
這樣，就可以根據(jù)上面的公式，求出在不同負(fù)載狀態(tài)下，不同輸入電壓下，開關(guān)管的工作頻率了。
注意，這個(gè)算法，只適合交流整流后帶大電解濾波的FLYBACK電路，并不適用于單級的反激PFC的設(shè)計(jì)。
對于單級PFC類型的CRM/BCM工作模式，在每個(gè)半正弦周期內(nèi)的不同位置，頻率都是變化的。因?yàn)橐獫M足輸入電流隨著輸入電壓波形變化而變化。下面我們來分析一下這類工作模式的情況和特點(diǎn)，以及如何計(jì)算。
首先還是先計(jì)算一下工作周期
我們知道，對于CRM/BCM模式的反激式PFC電路來說，是峰值電流型的控制，而峰值電流的參考值是由電壓反饋和乘法器內(nèi)部合成的，由于這個(gè)峰值電流的參考值和輸入的交流信號是同相位的，而PFC的電壓環(huán)的響應(yīng)又是要求很慢的，那么每個(gè)開關(guān)周期的峰值電流就是和輸入交流的瞬時(shí)值成固定比例的。故而在每個(gè)半正弦波的周期中，TON是不變的。
VF是反射電壓。
由這個(gè)公式可以知道，當(dāng)輸入輸出條件不變的時(shí)候。在半個(gè)正弦周期內(nèi)，頻率的最低點(diǎn)在正弦波的峰值處。
而當(dāng)輸出不變的時(shí)候，輸入電壓升高時(shí)，從T的表達(dá)式可以看出來，T會縮短，那么工作頻率會升高。
這就是說，對于CRM/BCM的反激PFC電路來說，工作的最低頻率是在最低輸入電壓的半正弦波的最高處。
在這里，我們需要定義一個(gè)參數(shù)：
KV=VINPK/VF
由于CRM/BCM的反激式PFC與CRM/BCM式BOOST型PFC是不一樣的。具體區(qū)別就在于，MOS關(guān)斷期間，CRM/BCM式的BOOST型PFC的輸入電流不會斷，只不過電感電流逐漸降到零，然后開啟下一個(gè)周期。這個(gè)過程中，輸入依然向后繼饋能。但反激式就不一樣了。MOS關(guān)斷時(shí)，初級電流也就關(guān)斷了。初級不向輸出饋能。輸出能量是變壓器儲能的釋放。如果KV值越小，說明反射電壓VF越高，那么工作占空比大，輸入電流畸變小，輸入端的電流濾波后的平滑電流波形就越接近正弦波。
所以呢，在可能的情況下，比如，MOS的耐壓夠高，我們把VF取高一些將有助于提高PF值，降低THD。
有了上面關(guān)于開關(guān)周期的計(jì)算，有了VF的設(shè)計(jì)考慮，該是把輸入功率PIN和輸入電壓、電流等參數(shù)建立關(guān)聯(lián)的時(shí)候了。
我們知道，VINPK是由輸入電壓知道的。KV是根據(jù)MOS的耐壓和占空比可以知道的。最大占空比是在最低輸入電壓的峰值處的。那么根據(jù)輸入功率PIN就可以計(jì)算出峰值電流IPK，然后就可以根據(jù)AP法，求出AP值，選擇合適的磁芯，再計(jì)算出初級匝數(shù)等。和通常的反激計(jì)算已經(jīng)沒有什么大的區(qū)別了
有了F1(x)，F2(x)，F3(x)，三個(gè)方程，我們可以計(jì)算初級的電流有效值和次級的電流有效值等，方便選擇合適的線徑。具體的推導(dǎo)過程，可以參考ST公司的L6561的應(yīng)用文檔。這里就僅僅給出結(jié)果吧：
這次讓我們看看采用LCD無損吸收的反激電路。先看一下帶有傳統(tǒng)的RCD的反激電路：
在這個(gè)電路中，根據(jù)EXCEL表格里的計(jì)算，我們知道。一般情況下，RCD箝位電路耗散能量是比漏感能量還要大的。而變壓器是不可能沒有漏感的。于是，為了降低漏感與RCD造成的損耗，人們提出了一種LCD的無損吸收網(wǎng)絡(luò)。見下圖：
從圖中可以看到，這個(gè)LCD吸收網(wǎng)絡(luò)，同樣可以有效吸收因漏感造成的電壓過沖問題。同時(shí)，由于LCD網(wǎng)絡(luò)沒有電阻，不會產(chǎn)生功率損耗。效率會比采用RCD吸收網(wǎng)絡(luò)的好一些。