功率MOS管的導(dǎo)通電阻具有正溫度系數(shù)，能夠自動均流，因此可以并聯(lián)工作。從MOSFET數(shù)據(jù)表的傳輸特性可以看到，25℃和175℃的VGS電壓與ID電流值有一個交點，此交點的VGS為轉(zhuǎn)折電壓。在VGS轉(zhuǎn)折電壓以下的部分，RDS(ON)為負溫度系數(shù)；而在VGS轉(zhuǎn)折電壓以上的部分，RDS(ON)為正溫度系數(shù)，這樣的特性要求在設(shè)計過程中，要特別考慮VGS在轉(zhuǎn)折電壓以下的工作區(qū)域[1-2]。
    在LCDTV及筆記本電腦的主板上，不同電壓的多路電源在做時序的切換。此外，這些電源通常后面帶有較大的電容，可限制電容在充電過程中產(chǎn)生的浪涌電流，以保護后面所帶的負載芯片的安全。因此，在這些不同電壓的多路電源主回路中通常插入由功率MOS管分立元件組成的負載開關(guān)電路。在這個電路中，功率MOS管有很長一段時間工作于VGS轉(zhuǎn)折電壓以下的RDS(ON)為負溫度系數(shù)的區(qū)域，因此要優(yōu)化相關(guān)外圍電路元件參數(shù)的選擇。
1 分立元件組成的負載開關(guān)電路及工作原理
    分立元件組成的負載開關(guān)電路原理如圖1所示，

    圖1(b)中，開通過程充電回路為C1、R2//R1，放電回路為C1、R1。圖1(a)的充放電的電阻是獨立的，因此可以方便地選擇相關(guān)的值。圖1(b)中，充電回路的電阻為R2和R1并聯(lián)值，因此參數(shù)的計算較復(fù)雜，主要應(yīng)用于高輸入電壓值的電路中，通過R1和R2分壓設(shè)定最大的G極電壓值。
2 負溫度系數(shù)局部過熱
    在開通過程中，VGS的電壓從閾值電壓增加到米勒平臺電壓的時間與G極的充電電流、輸入電容相關(guān)；米勒平臺的時間與G極的充電電流、米勒電容相關(guān)。這兩個時間段內(nèi)都會產(chǎn)生開關(guān)損耗，導(dǎo)致功率MOS管的溫度升高。MOS管為AO4407A的閾值電壓到米勒平臺電壓的時間為2.5 ms，米勒平臺電壓的時間約為21 ms，在這種控制輸入的浪涌電流的應(yīng)用中，要求功率MOS管有相當長的一段時間內(nèi)工作于放大區(qū)，也就是從導(dǎo)通到米勒平臺結(jié)束的時間內(nèi)，功率MOS管都工作于放大區(qū)。
    由于功率MOS管的傳輸特性和溫度對其傳輸特性的影響，VGS有一個轉(zhuǎn)折電壓，在開通的過程中，RDS(on)從負溫度系數(shù)區(qū)域向正溫度系數(shù)區(qū)域跨越，而在關(guān)斷過程中，RDS(on)從正溫度系數(shù)區(qū)域向負溫度系數(shù)區(qū)域跨越。事實上，在功率MOS管內(nèi)部，由大量的晶胞并聯(lián)而成，各個晶胞單元的RDS(on)在開關(guān)過程中，動態(tài)的跨越負溫度系數(shù)區(qū)域的時候，會產(chǎn)生局部過熱。當某個區(qū)域單元的溫度較高時，其導(dǎo)通壓降降低，周邊的電流都會匯聚在這個區(qū)域，產(chǎn)生電流的涌聚，也就產(chǎn)生部分區(qū)域熱點。一些大電流的應(yīng)用要求小的導(dǎo)通電阻，而MOS管的晶胞單元密度高，各個單元的距離更小。另外，由于硅片單元特性及結(jié)構(gòu)不一致性、封裝時硅片與框架焊接結(jié)面局部的空隙，容易形成局部的大電流的單元(即熱點)，其自身的溫度增加，同時也使其鄰近的單元的溫度增加[3]。
    AO4407A的數(shù)據(jù)表轉(zhuǎn)折電壓大于5 V，在轉(zhuǎn)折點處，器件的增益與溫度無關(guān)，溫度系數(shù)為0，AO4407A用于負載開關(guān)。米勒平臺電壓約為3 V，低于5 V，這表明功率MOS強迫工作于線性模式(即放大區(qū))時，其RDS(on)工作于負溫度系數(shù)區(qū)。
    當內(nèi)部產(chǎn)生熱不平衡時，局部溫度升高，導(dǎo)致這些區(qū)域的VGS降低。而流過這些區(qū)域單元的電流卻進一步增加，使功耗增加，進而促使溫度又進一步上升。其溫度上升取決于功率脈沖電流的持續(xù)時間、散熱條件和功率MOS單元的設(shè)計特性，熱失衡導(dǎo)致大電流集中到一個局部區(qū)域，形成熔絲效應(yīng)，產(chǎn)生局部熱點，最后導(dǎo)致這些區(qū)域單元的柵極失控，功率MOS內(nèi)部寄生的三極導(dǎo)通，從而損壞器件。
3 設(shè)計參數(shù)優(yōu)化及器件選擇
3.1 封裝及熱阻的影響
    基于圖1(a)的電路圖，以AO4407A和AOD413A做對比實驗，輸入電壓為12 V，兩個元件的參數(shù)如表1所示。AO4407A的封裝為SO8，AOD413A封裝為TO252。AOD413A的封裝體積大，其熱阻小，允許耗散的功率大。由于C1遠大于兩個元件的輸入電容，C2遠大于兩個元件的米勒電容，因此在電路中，元件本身的輸入電容和米勒電容可以忽略。如果外部的元件參數(shù)相同，在電路中用AO4407A和AOD413A，則兩者基本上具有相同的米勒平臺的時間，如圖2(a)、(b)所示。

    為了對比AOD413A和AO4407A抗熱沖擊的能力，延長米勒平臺的時間到2.5 s，即將R2的電阻增大到910 k?贅，C2電容增大到3.1 μF。在此條件下做對比實驗，AO4407A的電路開關(guān)1～2次就損壞了，因AO4407A的熱阻較高為40℃/W。而AOD413A的電路開關(guān)多次，仍然可以正常工作。因為AOD413A具有較低的熱阻(25℃/W)和較大的耗散功率，因此，在較長的米勒平臺的時間內(nèi)產(chǎn)生的熱量可以充分的消散，局部過熱產(chǎn)生的熱不平衡的影響減小。G極的串聯(lián)電阻和米勒電容增加，除了米勒平臺的時間增加，同時，輸入浪涌電流的峰值也大幅度降低，輸入浪涌電流的峰值越小，對系統(tǒng)的沖擊就越小。但帶來的問題是功率MOS管的熱損耗增加，也增大了損壞的可能性。實驗波形如圖2(c)、(d)所示。
3.2 閾值電壓的影響
    通常對于功率MOS管，不同的閾值電壓對應(yīng)于不同的轉(zhuǎn)折電壓，閾值電壓越低，轉(zhuǎn)折電壓也越低。選用AO4403和AO4407A作對比實驗，均為SO8封裝，閾值電壓不同，兩個MOS管具體的參數(shù)如表2所示。輸入電壓為12 V，R2=100 kΩ，C2=1 μF，可以看到兩者具有相同的2.7 A浪涌電流，AO4403的米勒平臺時間約為124 ms，米勒平臺電壓為-1 V；AO4407A的米勒平臺時間約為164 ms，米勒平臺電壓為-3.6 V。因此，同樣的外部參數(shù)，由于AO4403具有低閾值電壓，米勒平臺時間短，使得開通過程中產(chǎn)生的損耗減小，從而減小了系統(tǒng)的熱不平衡，提高了系統(tǒng)的可靠性。實驗波形如圖2(e)、(f)所示。

    基于電路圖1(b)進一步做實驗，輸入電壓為12 V，使用AO4449參數(shù)，R1=47 kΩ，R2=15 kΩ，對應(yīng)于不同的C1和CO的實驗結(jié)果如表3所示。輸出的電容越大，浪涌電流也越大。為了達到同樣限定的浪涌電流值，使用C1的電容值越大，浪涌電流越小，但消耗的功率增加，功率MOS管的溫升也增加，使MOS管內(nèi)部晶胞單元的熱不平衡越大，也越容易損壞管子。

    (1)功率MOS管導(dǎo)通電阻的溫度系數(shù)對應(yīng)的VGS有一個轉(zhuǎn)折電壓，在轉(zhuǎn)折電壓以下，為負溫度系數(shù)，無法自動平衡均流；在轉(zhuǎn)折電壓以上，為正溫度系數(shù)，可以自動平衡均流。
    (2)功率MOS管在開關(guān)的過程中要跨越正溫度系數(shù)和負溫度系數(shù)區(qū)，并在米勒平臺處產(chǎn)生較大的開關(guān)損耗。
    (3)負載開關(guān)電路通過增加米勒電容或輸入電容延長米勒平臺時間來抑止浪涌電流，電容值越大、浪涌電流越小、開關(guān)損耗越大。由于米勒平臺處為負溫度系數(shù)，因此也越容易形成局部的熱點損壞。
    (4)減小輸出電容，提高功率MOS管的散熱能力（更大的封裝），選用低閾值電壓，可以提高系統(tǒng)的可靠性。
參考文獻
[1] 劉松.理解功率MOSFET的開關(guān)損耗[J].今日電子，2009(10)：52-55.
[2] 劉松.理解功率MOSFET的RDS（ON）溫度系數(shù)特性[J]. 今日電子，2009(11)：25-26.
[3] International rectifier:AN1155[R].Linear Mode Operation of Radiation Hardened MOSFETS.1995.