在低壓大電流變換器中倍流同步整流拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)已經(jīng)被廣泛采用。就其工作原理進(jìn)行了詳細(xì)的分析說明,并給出了相應(yīng)的實驗和實驗結(jié)果。
關(guān)鍵詞:倍流整流;同步整流;直流/直流變換器;拓?fù)?/p>
0 引言
隨著微處理器和數(shù)字信號處理器的不斷發(fā)展,對芯片的供電電源的要求越來越高了。不論是功率密度、效率和動態(tài)響應(yīng)等方面都有了新要求,特別是要求輸出電壓越來越低,電流卻越來越大。輸出電壓會從過去的3.3V降低到1.1~1.8V之間,甚至更低[1]。從電源的角度來看,微處理器和數(shù)字信號處理器等都是電源的負(fù)載,而且它們都是動態(tài)的負(fù)載,這就意味著負(fù)載電流會在瞬間變化很大,從過去的13A/μs到將來的30A/μs~50A/μs[2]。這就要求有能夠輸出電壓低、電流大、動態(tài)響應(yīng)好的變換器拓?fù)洹6鴮ΨQ半橋加倍流同步整流結(jié)構(gòu)的DC/DC變換器是最能夠滿足上面的要求的[3]。
本文對這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的變換器的工作原理作出了詳細(xì)的分析說明,實驗結(jié)果證明了它的合理性。
1 主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)
主電路拓?fù)淙鐖D1中所示。由圖1可以看出,輸入級的拓?fù)錇榘霕螂娐?,而輸出級是倍流整流加同步整流結(jié)構(gòu)。由于要求電路輸出低壓大電流,則倍流同步整流結(jié)構(gòu)是最合適的,這是因為:
圖1 主電路拓?fù)?/p>
1)變壓器副邊只需一個繞組,與中間抽頭結(jié)構(gòu)相比較,它的副邊繞組數(shù)只有中間抽頭結(jié)構(gòu)的一半,所以損耗在副邊的功率相對較小;
2)輸出有兩個濾波電感,兩個濾波電感上的電流相加后得到輸出負(fù)載電流,而這兩個電感上的電流紋波有相互抵消的作用,所以,最終得到了很小的輸出電流紋波;
3)流過每個濾波電感的平均電流只有輸出電流的一半,與中間抽頭結(jié)構(gòu)相比較,在輸出濾波電感上的損耗明顯減小了;
4)較少的大電流連接線(high current inter-connection),在倍流整流拓?fù)渲?,它的副邊大電流連接線只有2路,而在中間抽頭的拓?fù)渲杏?路;
5)動態(tài)響應(yīng)很好。
它唯一的缺點就是需要兩個輸出濾波電感,在體積上相對要大些。但是,有一種叫集成磁(integrated magnetic)的方法,可以將它的兩個輸出濾波電感和變壓器都集成到同一個磁芯內(nèi),這樣可以大大地減小變換器的體積。
2 電路基本工作原理
電路在一個周期內(nèi)可分為4個不同的工作模式,如圖2所示,理想的波形圖如圖3所示。
(a) 模式1[t0-t1]
(b) 模式2[t1-t2]
(c) 模式3[t2-t3]
(d) 模式4[t3-t4]
圖2 工作模式圖
圖3 工作波形圖
模式1[t0-t1] 在t=t0時刻,開關(guān)管S1導(dǎo)通,變壓器原邊兩端的電壓為正,且有Vp=Vin/2;而開關(guān)管S2一直都處于關(guān)斷狀態(tài),由于S1的導(dǎo)通,S2的漏源極電壓(Vds2)被鉗位到輸入電壓,即Vds2=Vin。變壓器副邊電壓Vsec為高電平,同步開關(guān)管SR1的門極也是高電平,SR1導(dǎo)通。此時,負(fù)載的電流等于兩個輸出電感電流之和,且全部流經(jīng)SR1。在這個模式下,濾波電感Lo1上的電流是增大的,而電感Lo2上的電流是減小的,它們的電流紋波有相互抵消的作用,所以,負(fù)載電流Io的紋波是很小的。
模式2[t1-t2] 在t=t1時刻,S1關(guān)斷。由于變壓器漏感Lk的存在,電流要繼續(xù)維持原來的方向,所以,如圖3(b)中所示,此時在變壓器原邊存在兩個回路,一個是由C1,Coss1,Lk構(gòu)成,對S1的輸出結(jié)電容Coss1充電;另一個是由C2,Coss2,Lk構(gòu)成,對S2的輸出結(jié)電容Coss2進(jìn)行放電。最后S1及S2的漏源極電壓都被鉗位在輸入電壓的一半,即Vds2=Vds2=Vin/2。同時,變壓器原邊的電壓此時為零,副邊也是零,此時,SR1及SR2都處于導(dǎo)通狀態(tài),分別對兩個輸出電感上的電流進(jìn)行續(xù)流。且兩個電感上的電流都是減小的,所以,最后得到的輸出負(fù)載電流(ILo1+I(xiàn)Lo2)是減小的。
模式3[t2-t3] 在t=t2時刻,S2導(dǎo)通。S1處于關(guān)斷狀態(tài),其兩端電壓也被鉗位到輸入電壓,即Vds1=Vin。由圖2(c)中可以看出,變壓器原邊的電壓為負(fù),且等于輸入電壓的一半,即Vp=-Vin/2。相對應(yīng)的同步管SR2導(dǎo)通,所有的負(fù)載電流都會流經(jīng)SR2。且輸出電感電流ILo2是增大的,ILo1是減小的。但最終得到的負(fù)載紋波電流是增大的。
模式4[t3-t4] 在t=t3時刻,S2關(guān)斷。在這個工作模式下,原邊的工作原理同圖2(b)正好相反。這時,S1及S2都處于關(guān)斷狀態(tài)。存儲在變壓器原邊漏感中的能量對S1及S2輸出結(jié)電容進(jìn)行充放電。其中對Coss1是放電,而對Coss2進(jìn)行充電。變壓器原副邊的電壓都為零,副邊的兩個同步整流管都被觸發(fā)導(dǎo)通。兩個輸出電感上的電流都在不斷地減小,所以,總的負(fù)載電流是減小的。
在模式4[t3-t4]后,接著就進(jìn)入下一個周期。
3 實驗及結(jié)果
在前面分析的拓?fù)浠A(chǔ)上,完成了一個輸入為DC 36V,輸出為1V/25A的DC/DC變換器。這個電路中所用到的參數(shù)見表1所列,其中所有的參數(shù)和圖1的主電路中所標(biāo)注的是相對應(yīng)的。
表1 實驗參數(shù)
項目 | 參數(shù)或型號 |
---|---|
輸入(Vin) | DC36V |
輸出(Vo/Io) | DC 1V/25A |
S1,S2 | IRLU2905 |
SR1,SR2 | IRLR7833 |
Lo1,Lo2 | 2.2μH |
Co | 1500μF/2.5V |
磁芯(core) | R-42216-EC |
匝比(turnratio) | 10:1 |
漏感(Lk) | 600nH |
開關(guān)頻率(fs) | 310kHz |
圖4所示的是原邊兩個主管和副邊同步管的門極驅(qū)動波形。通道R2表示S1的驅(qū)動波形;通道R1表示S2的驅(qū)動波形;通道1是同步管SR2的驅(qū)動波形;通道2是同步管SR1的驅(qū)動波形。由表1可以看到,變壓器漏感Lk=600nH。所以,在電流較小的時候,存儲在漏感中的能量不是很大,因而開關(guān)管在關(guān)斷后的漏感和開關(guān)管輸出結(jié)電容間的振蕩不是很大,圖5所示的是在負(fù)載電流Io=5A時的S2漏源極vds2的波形。
圖4 門極驅(qū)動波形
圖5 vds2波形(Io=5A)
當(dāng)變換器以滿載Io=25A輸出時,變壓器原邊的振蕩就明顯地增大。這是因為,當(dāng)輸出電流增大的時候,反映到原邊的電流也會增大,所以,這個時候存儲在變壓器漏感中的磁能就會增大,在toff期間內(nèi)振蕩的時間較長,幅值也較大,如圖6所示。在大電流的拓?fù)渲校@種振蕩的損耗也是不可忽略的。圖7給出了變換器的效率曲線圖,最大值出現(xiàn)在Io=15A時。
圖6 vds2波形(Io=25A)
圖7 效率曲線圖
4 結(jié)語
對適于低壓大電流的整流拓?fù)洌ū读髡鳎秸鳎┑墓ぷ髟碜髁嗽敿?xì)的說明,并在分析的基礎(chǔ)上,給出了相應(yīng)的實驗結(jié)果。證明了這種整流拓?fù)湓诘蛪捍箅娏鱀C/DC變換器中的合理性。隨著對電源性能要求的提高,這種整流拓?fù)鋵絹碓綇V泛地被采用。但應(yīng)該指出的是,變壓器的漏感應(yīng)該盡量地減小,以減少原邊振蕩。