寬帶放大器用于儀表、波形合成、數(shù)據(jù)采集，以及反饋控制系統(tǒng)。為保證這類系統(tǒng)的穩(wěn)定設計，必須驗證高速下的精密運算。這一要求帶來了困難的測量挑戰(zhàn)。寬帶運放具有0.2 mV的偏壓直流精度，增益帶寬為400 MHz，轉換速率為2500V/μs（參考文獻1）。IC設計者要在快速轉換速率與短振鈴時間之間作出權衡?？焖俎D換放大器一般會延長振鈴時間。這種組合使選擇放大器和頻率補償工作更加復雜化（見附文1：“對放大器補償?shù)膶嶋H考慮”）。另外，極快放大器的架構一般會導致折衷，這也會使直流誤差指標降級。

　　穩(wěn)定時間的定義

        驗證放大器直流規(guī)格是一件相對簡單的事。各種文獻都定義了要使用的測量技術。而要獲得可靠的交流規(guī)格，則需要采用更復雜的方法。無論何種速度下的測量都需要仔細小心。動態(tài)測量尤其具有挑戰(zhàn)性，而放大器穩(wěn)定時間也很難確定（參考文獻2?7）。穩(wěn)定時間是從施加一個輸入，直到呈現(xiàn)輸出，并且在圍繞最終值的一個規(guī)定誤差帶內(nèi)保持的延續(xù)時間。放大器廠商通常在滿量程轉換上設定這個規(guī)格。

　　穩(wěn)定時間包含三個各異的成分（圖1）。延遲時間較小，幾乎完全來源于放大器的傳播延遲。在這一期間，沒有輸出的動作。在轉換時間內(nèi)，放大器以最快的速度走向最終值。振鈴時間定義的是放大器從回轉中恢復出來，并在某個預定誤差帶內(nèi)停止動作的區(qū)間。對納秒級穩(wěn)定時間的測量需要精細的方案和實驗技能。

　　穩(wěn)定時間的傳統(tǒng)測量方式是用一個虛假匯總節(jié)點（false-sum-node）技巧（圖2）。電阻與放大器構成一個橋網(wǎng)絡。當驅動放大器的輸入端時，如果電路采用的是理想電阻，則輸出端會步進到輸入電壓。在轉換周期內(nèi)，幾只連接到穩(wěn)定節(jié)點的二極管限制了電壓的偏移。當穩(wěn)定發(fā)生時，示波器探頭電壓應為0V。電阻分壓器的衰減使探頭的輸出電壓等于穩(wěn)定電壓的一半。

　　理論上，應可以觀察到此電路快速地穩(wěn)定至小波幅。但實際上不可能依靠它作有用的測量。這個電路有幾個缺點，包括要求輸入脈沖有一個在所需測量極限內(nèi)的平頂。一般情況下，對5V步長，感興趣的穩(wěn)定電壓小于5 mV。所有通用的脈沖發(fā)生器都不能將輸出幅度和噪聲保持在這些極限值內(nèi)。您無法區(qū)分出發(fā)生器產(chǎn)生的誤差和與放大器相關的誤差。

　　示波器連接也會帶來問題。隨著探頭電容的增加，電阻結的AC負載也影響著觀測到的穩(wěn)定波形。1×的輸入電容過高，因此不適用這種測量。10×探頭的衰減會損及示波器的增益，并且它10 pF的輸入電容仍然會在納秒級速度下產(chǎn)生明顯的滯后。如果使用一個有源的1×、1pF FET（場效應晶體管）探頭，則可以大大減輕這個問題，但仍有更嚴重的問題。

　　在放大器轉換期間，可以在穩(wěn)定節(jié)點使用箝位二極管，降低電壓擺幅。這種方案的目標是防止電路對示波器輸入端的過驅動。不幸的是，肖特基二極管上400 mV的壓降意味著示波器要承受一個不可接受的過載（參考文獻8）。對不同型號和品牌的示波器，其過驅恢復特性有很大的差異，廠商通常并不給出它的規(guī)格。在0.1%分辨率時，示波器一般會在10 mV/刻度時承受10倍的過驅，因此難以獲得所需要的2.5 mV基準線。

　　用這種辦法，沒有希望在納米速度下進行測量。

　　因此，要測量寬帶放大器的穩(wěn)定時間，就需要一種能以某種方式抑制過驅動的示波器，以及一個平頂脈沖發(fā)生器。唯一提供固有過驅動抑制能力的示波器技術是經(jīng)典的模擬采樣示波器。不要將這些示波器與有過驅動約束的現(xiàn)代數(shù)字采樣示波器相混淆（參考文獻8）。有些文章解釋了經(jīng)典采樣示波器的工作原理（參考文獻9?13）。盡管可以買到一些這類二手的儀器，但它們的廠商已不再生產(chǎn)了。不過，您可以借鑒經(jīng)典模擬采樣示波技術的過載優(yōu)點，自己做出一個電路。另外也可以使電路具備用作納秒穩(wěn)定時間測量的特性。

　　避免平頂脈沖發(fā)生器需求的方法是作電流轉換，而不是電壓?？刂埔粋€快速穩(wěn)定的電流進入放大器的匯總節(jié)點，要比控制一個電壓更容易。這種方案減輕了輸入脈沖發(fā)生器的工作，不過仍然必須有約1ns的上升時間，以避免測量誤差。

　　實際測量

一個可以測量寬帶放大器穩(wěn)定時間的電路具有了經(jīng)典方法的特性，不過還表現(xiàn)出了某些新東西（圖3）。示波器通過一個開關連接到穩(wěn)定點。通過從輸入脈沖觸發(fā)一個延遲脈沖發(fā)生器，可確定開關的狀態(tài)。延遲脈沖發(fā)生器的時序安排是，穩(wěn)定接近完成時才閉合開關。用這種方式，可以從時間和波幅兩個方面采樣進入的波形。示波器上沒有任何后臺動作；因此也不會出現(xiàn)示波器過驅動的問題。

　　開關是在放大器的匯總節(jié)點上，用輸入脈沖控制。這個開關通過一個電壓驅動電阻，門控進入放大器的電流。這種方案消除了對平頂脈沖發(fā)生器的需求，

        不過開關必須足夠快速，并且沒有驅動效應。

　　要更詳細的話，可將延遲脈沖發(fā)生器分離成為一個延遲部分和一個脈沖發(fā)生器，從而可以分別改變它們（圖4）。示波器的輸入端有一部分用于補償穩(wěn)定時間測量路徑的傳播延遲。同樣，其它延遲也補償了采樣門的脈沖發(fā)生器傳播延遲。這個延遲產(chǎn)生了一個脈沖的相位提前版，它觸發(fā)待測放大器去驅動采樣門的脈沖發(fā)生器。這種方案做到了采樣門與脈沖發(fā)生器傳播延遲的無關性，從而改進了最小可測安全時間。

　　圖4電路最突出的新東西是二極管橋開關以及乘法器IC。二極管橋與匹配的低電容肖特基二極管與高速驅動相結合，得到明確的開關動作。這個橋快速地切換進入放大器匯總點的電流，穩(wěn)定時間在1 ns內(nèi)。對地箝位的二極管可防止過高的橋驅動擺幅，保證沒有不理想的輸入脈沖特性。

　　對采樣門乘法器IC有嚴格的要求。它必須有準確的通帶信號路徑信息，而不會帶入特殊的成分，尤其是對那些源于提供采樣門脈沖的開關指令通道。FET或采樣二極管橋可能是采樣門開關的常見選擇。但FET有寄生的柵極-通道間電容，會在信號路徑中產(chǎn)生較大的柵極驅動饋通。在幾乎所有FET中，這種饋通多數(shù)時候都大于觀測的信號，會帶來示波器過載，掩蓋了開關的作用。二極管橋好一些；消除它的小寄生電容較簡單，并且其對稱的差分結構可獲得低的饋通。但是，橋需要作DC和AC修整，還要復雜的驅動與支持電路（參考文獻3、4、7和14）。

　　為避免這些問題，采樣門乘法器IC用作一個有低饋通的寬帶高分辨率開關。這種方案最大的優(yōu)點就是可以將開關控制通道保持在帶內(nèi)。轉換速率保持在乘法器IC的250MHz通帶內(nèi)。乘法器寬的帶寬意味著總能控制開關指令的轉換，不存在帶外的響應，這大大減少了饋通和寄生效應。

　　穩(wěn)定時間的電路

你可以通過一個反相器A的延遲網(wǎng)絡與一個由類似反相器C構成的驅動級，用輸入脈沖切換輸入橋（圖5）。延遲補償了采樣門控脈沖發(fā)生器的延遲響應。這一步確保了在放大器待測轉換時間結束后，立即出現(xiàn)采樣門的脈沖。延遲范圍的選擇使采樣門脈沖可以出現(xiàn)在放大器轉換前。這種性能在正常工作時是沒有用的，雖然它可以保證你總能捕捉到穩(wěn)定間隔。

　　C反相器構成了一個非反相驅動級，用于二極管橋的切換。通過各種調(diào)整，可以優(yōu)化驅動器的輸出脈沖形態(tài)（見附文2“穩(wěn)定時間電路的修正過程”）。這種方案為二極管橋提供了一個干凈而快速的脈沖。高保真的脈沖不會有無阻尼的成分。它能防止產(chǎn)生輻射和破壞性的地電流，避免降低測量噪聲背景的等級。驅動器還激活B反相器，它為示波器提供一個時間相關的輸入級。

　　驅動器的輸出脈沖通過1N5712二極管箝位的正向壓降，以不到1ns的時間轉換。這個轉換使二極管橋產(chǎn)生了一個幾乎瞬時的切換。干凈的穩(wěn)定電流進入放大器待測匯總點，產(chǎn)生了一個成比例的放大器輸出動作。用一只拉至-5V的1kΩ電阻，為放大器的匯總點建立一個負偏流。該電流與輸入電流級相結合，產(chǎn)生一個-2.5V?+2.5V的放大器輸出轉換。這個放大器輸出再送至一個偏置在5V的分壓器。調(diào)整電位器至一個標稱500Ω值，使得當待測放大器轉換到-2.5V時，由兩只肖特基二極管箝位的結點電壓轉換為0V。緩沖放大器卸載這個箝位穩(wěn)定結點，為AD835乘法器IC提供穩(wěn)定時間信號。

　　進入乘法器IC的其它信號路徑使用一只20kΩ的電位器，設定輸入脈沖的延遲時間。這個電位器饋送至三個比較器，用一只2kΩ電位器設定延遲脈沖寬度。這一步設定了采樣門的導通時間。Q1級使采樣門的脈沖成為一個干凈而快速的上升時間。這種技術為采樣門的乘法器IC提供了純凈、已校正幅度的on/off切換指令。適當?shù)牟蓸娱T脈沖延遲設置意味著示波器在穩(wěn)定時間徹底結束前，不會看到任何輸入，從而消除了示波器過驅問題。通過調(diào)整采樣窗口的脈沖寬度，可以觀測到所有剩余的穩(wěn)定動作。這種方式下，示波器的輸出是可靠的，可以獲得有意義的數(shù)據(jù)。

　　性能結果

電路的工作性能很好（圖6）。軌跡A是時間校正后的輸入脈沖，軌跡B是放大器的輸出，而軌跡C是采樣門的脈沖，軌跡D是穩(wěn)定時間的輸出。在說明波形的位置時，要注意軌跡B相對于時間校正后的軌跡A有時滯。這種時滯說明了軌跡B在軌跡A前的虛假動作。當采樣門的脈沖升高時，采樣門作整齊的切換。您可以方便地觀測到放大器擺動的最后20 mV。另外還可以看到整個振鈴時間，以及放大器很好地穩(wěn)定到一個最終值。

　　當采樣門的脈沖變低時，采樣門只需要2 mV的饋通就可關閉。任何時候都不會出現(xiàn)其它動作，永遠不會使示波器過載。

　　可以通過調(diào)整示波器的垂直與水平刻度，使穩(wěn)定的細節(jié)更清楚（圖7）。穩(wěn)定時間的測量開始于經(jīng)時間校

        正的輸入脈沖。另外，穩(wěn)定信號幅度是針對放大器作校正，而不是穩(wěn)定節(jié)點。這種方案消除了由穩(wěn)定節(jié)點電阻比所造成的歧義。軌跡A是經(jīng)時間校正的脈沖，而軌跡B則是穩(wěn)定的輸出。您可以很容易地觀測到最后50 mV的轉換。

       對待測放大器反饋電容CF的優(yōu)化后，放大器可在9 ns內(nèi)，穩(wěn)定在5 mV（或0.1%）中（見附文1“對放大器補償?shù)膶嶋H考慮”）。

　　將采樣窗口或放大器轉換向后調(diào)到最后50 mV，是一種好的做法。這個步驟使您能夠觀測到振鈴時間的起始，而不會造成示波器的過驅。基于采樣的方案提供了這種能力，并且它還是一種強大的測量工具。較慢的放大器可能需要擴展的延遲、采樣窗口時間，或兩者?？梢栽诿}沖發(fā)生器的延遲時序網(wǎng)絡中采用較高值電容，滿足這些需求。

　　驗證結果

基于采樣的穩(wěn)定時間電路看似是一種有用的測量方案。確保信心的一個好方式是用一種替代方法做相同的測量，看結果是否相符。

　　經(jīng)典的采樣示波器本身就能抑制過驅（參考文獻8）?？梢岳眠@種特性，嘗試在箝位的穩(wěn)定節(jié)點處直接測量穩(wěn)定時間（圖8）。電路通過4S1垂直插件和5T3時序插件，給了一臺Tektronix 661型示波器很大的過驅，但該儀器明顯能抵御這個損害（圖9）。軌跡A是經(jīng)時間校正的輸入脈沖，而軌跡B是穩(wěn)定信號。雖然有野蠻的過驅，但示波器響應明確，給出了一個合理的穩(wěn)定信號。

　　可以目視對結果作比較（圖9與圖10）。理想情況下，如果兩個方案都有很好的測量技術，并且正確地構建，結果應該是一樣的。如果是這種情況，則兩種方法產(chǎn)生的數(shù)據(jù)均有很高的有效概率。兩種測量方法確定顯示有近乎一致的穩(wěn)定時間，以及高度類似的穩(wěn)定波形標志。這種一致性為測量結果提供了高度的可靠性。噪聲背景與信號饋通都有2mV的幅度分辨率限制。時間分辨率的極限對5mV的穩(wěn)定約為2ns。