0 引言

彎折線" title="彎折線">彎折線結(jié)構(gòu)在減小天線尺寸和改善天線帶寬特性方面，已經(jīng)成為現(xiàn)代天線設(shè)計(jì)的新熱點(diǎn)。為了改善彎折線天線的性能，研究者針對(duì)不同的應(yīng)用和特性要求，提出了多種改進(jìn)結(jié)構(gòu)，其中主要有雙彎折線天線、折疊式彎折線天線、立體式彎折線天線、漸變式彎折線天線、行波彎折線天線和彎折線縫隙天線。

本文提出一種背面帶有耦合貼片的非均勻彎折線單極子天線" title="單極子天線">單極子天線。通過(guò)時(shí)域有限差分法，研究彎折線各彎折節(jié)的幾何尺寸對(duì)天線諧振特性的影響，并對(duì)耦合貼片的作用進(jìn)行了分析，最后得到一種頻帶覆蓋IEEE 802．11b／g(2．4～2．484 GHz)和IEEE802．11a(5．15～5．35GHz，5．725～5．825 GHz)的雙頻天線，能夠滿(mǎn)足WLAN" title="WLAN">WLAN應(yīng)用。

1 天線建模與結(jié)構(gòu)參數(shù)分析

非均勻彎折線的單極子天線結(jié)構(gòu)如圖1所示?；暹x用Rogers4350B基板，厚度為0．762 mm，相對(duì)介電常數(shù)為3．48。為了分析方便，將輻射元分成了3段；天線的饋電采用了50 Ω的微帶線。



1．1 彎折節(jié)幾何參數(shù)對(duì)天線性能的影響

依次改變各彎折節(jié)的線長(zhǎng)Ln(n=1，2，3)和線寬Wn(n=1，2，3)，計(jì)算出天線的第一諧振頻率f1和第二諧振頻率f2。通過(guò)比較f2／f1的變化來(lái)研究各彎折節(jié)幾何參數(shù)對(duì)天線諧振特性的調(diào)節(jié)作用。

圖2示出了天線f2／f1隨各彎折節(jié)線長(zhǎng)Ln的變化情況。圖2中，W=58 mm，L=38 mm，LG=17 mm，HB=3 mm，S1=S2=S3=1 mm，W1=W2=W3=2mm。



圖2(a)～圖2(f)顯示了幾乎相同的變化趨勢(shì)。隨著彎折節(jié)線長(zhǎng)Ln的增加，f2／f1逐漸減小，兩個(gè)諧振模式相互靠近。改變彎折線天線中各彎折節(jié)的線長(zhǎng)，可以實(shí)現(xiàn)對(duì)第一和第二諧振模式的調(diào)整。

圖3給出了天線f2／f1隨著各彎折節(jié)線寬Wn的變化情況。圖3中，W=58 mm，L=38 mm，LG=17 mm，HB=3 mm，Sl=S2=S3=1 mm，L1=L2=L3=5 mm。與圖2中隨彎折節(jié)線長(zhǎng)Ln的變化相比，f2／f1隨彎折節(jié)線寬Wn的變化較為復(fù)雜。



圖3(a)顯示了當(dāng)W2=1 mm時(shí)，天線f2／f1隨著W1的變化情況?？梢钥闯?，隨著W1的增加，f2／f1逐漸減小，兩個(gè)諧振頻率逐漸靠近，并且在不同的W3下幾乎保持著幾乎相同的減小速率。

圖3(b)顯示了W3=1 mm時(shí)，天線f2／f1隨W1的變化情況?？梢钥闯?，隨著W1的增加，f2／f1逐漸減小，但隨著W2的增大，f2／f1減小的速率逐漸變小，最后幾乎保持不變。

圖3(c)顯示了W1=2 mm時(shí)，天線f2／f1隨W2的變化情況。在W3較小時(shí)，隨著W2的增加，f2／f1先是呈現(xiàn)增大趨勢(shì)；而后，當(dāng)W3增大到某一值時(shí)，f2／f1幾乎不隨W2的變化而變化；最后，隨著W3的繼續(xù)增大，f2／f1又呈現(xiàn)減小趨勢(shì)。

圖3(d)顯示了W3=2 mm時(shí)，天線f2／f1隨W2的變化情況?？梢钥闯?，在W1較小時(shí)，f2／f1先是呈現(xiàn)減小趨勢(shì)；而后，當(dāng)W1增大到某一值時(shí)，f2／f1幾乎不隨W2的變化而變化；最后，隨著W1的繼續(xù)增大，f2／f1又呈現(xiàn)增大趨勢(shì)。

圖3(e)顯示了W1=1 mm時(shí)，天線f2／f1隨W3的變化情況。隨著W3的增加，f2／f1逐漸增加，并且隨著W2的增加，f2／f1增加速率逐漸減小。

圖3(f)顯示了W2=1 mm時(shí)，天線f2／f1隨W3的變化情況。隨著W3的增加，f2／f1逐漸增加，并且在不同的W1取值下，基本保持相同的增加速率。

彎折線的線寬對(duì)天線f2／f1的影響，可以理解為改變彎折節(jié)的線寬就改變了第一和第二諧振模式的輻射電流分布狀態(tài)，進(jìn)而改變這兩個(gè)模式下輻射元的有效電長(zhǎng)度，就造成了f2／f1的變化。W1和W3的作用正好相反，隨著W1的增加，f2／f1減??；隨著W3的增加，f2／f1增加；W2的作用正還處在W1和W3之間。根據(jù)上面的討論可以得到，改變彎折線中天線各彎折節(jié)的線寬，可以實(shí)現(xiàn)對(duì)f2／f1的調(diào)整。

1．2 耦合貼片幾何參數(shù)對(duì)天線性能的影響

圖4(a)顯示了耦合貼片的寬度(WB)分別取5 mm，7 mm，9 mm，11 mm和13 mm時(shí)，天線的回波損耗仿真曲線。耦合貼片的寬度對(duì)天線諧振性能的影響主要集中在高頻段。隨著耦合貼片寬度的增加，由耦合貼片產(chǎn)生的諧振模式匹配特性變好，同時(shí)本征高次模式向低頻移動(dòng)并逐漸消失。



圖4(b)顯示了耦合貼片長(zhǎng)度(LB)分別取7 mm，9 mm，11 mm，13 mm和15 mm時(shí)，天線的回波損耗仿真曲線。隨著耦合貼片長(zhǎng)度的增加，天線的最低諧振模式向低頻移動(dòng)，同時(shí)匹配特性變好，但是阻抗帶寬減小。對(duì)于高頻段，當(dāng)LB的取值小于9 mm時(shí)，耦合貼片產(chǎn)生的諧振模式并沒(méi)有出現(xiàn)，出現(xiàn)這種情況的原因可能是由于耦合貼片產(chǎn)生的諧振模式與本征高次模式重合。隨著LB繼續(xù)增加，耦合貼片產(chǎn)生的諧振模式出現(xiàn)并向低頻方向移動(dòng)，同時(shí)高頻段的兩個(gè)模式漸漸遠(yuǎn)離。

圖4(c)顯示了耦合貼片距接地板高度(HB)分別為1 mm，2 mm，3 mm，4 mm和5 mm時(shí)，天線的回波損耗仿真曲線。從圖中可以看出，所有諧振模式都向低頻方向移動(dòng)。當(dāng)耦合貼片距接地板高度為2～3 m之間時(shí)，高頻段出現(xiàn)兩個(gè)諧振模式；隨著耦合貼片距接地板高度繼續(xù)增加時(shí)，高頻段的兩個(gè)諧振模式遠(yuǎn)離，同時(shí)匹配特性變差。

從上面的討論可以得到，耦合貼片對(duì)天線性能的影響主要集中在高頻段。合理選擇耦合貼片的幾何尺寸和距接地板的高度，可以在不影響天線第一諧振模式的基礎(chǔ)上，改善第二諧振模式的匹配特性，并擴(kuò)展阻抗帶寬。

2 天線實(shí)際測(cè)試結(jié)果

在綜合考慮阻抗帶寬和輻射特性的基礎(chǔ)上，得到了以下的最優(yōu)化天線幾何參數(shù)，其中L=29 mm，L1=6 mm，L2=6 mm，L3=6．5 mm，W1=3 mm，W2=1 mm，W3=2．5 mm，S1=S2=S3=1 mm，LB=11 mm，WB=9 mm，WG=26 mm，HB=3 mm，LG=7 mm，LMS=10 mm。天線實(shí)物如圖5所示。





圖6示出了非均勻彎折線單極子天線的回波損耗曲線。從圖中可以看出，仿真結(jié)果與實(shí)際測(cè)試結(jié)果比較吻合。低頻段測(cè)得的阻抗帶寬(S1-1<-10 dB)約為O．5 GHz(2．2～2．7 GHz)；高頻段實(shí)際測(cè)得的阻抗帶寬(S11<-10 dB)約為1．8 GHz(4．48～6．28 GHz)。圖7(a)～(c)分別示出了非均勻彎折線單極子天線在2．442 GHz，5．25 GHz和5．775 GHz時(shí)的增益圖，增益分別為0．7 dBi，1．65 dBi和2．3 dBi。



3 結(jié)語(yǔ)

提出一種背面帶有耦合貼片的平面非均勻彎折線單極子天線，通過(guò)改變彎折線各彎折節(jié)的幾何尺寸來(lái)調(diào)節(jié)彎折線天線中第一和第二諧振頻率的相對(duì)位置，達(dá)到雙頻可調(diào)的目的；通過(guò)背面耦合貼片來(lái)改善彎折線天線高次諧振模式的諧振特性，最后設(shè)計(jì)出一種頻帶覆蓋IEEE 802．11b／g(2．4～2．48 GHz)和IEEE 802．11a(5.15～5.35GHz，5．725～5．825 GHz)的雙頻彎折線單極子天線，在2．442 GHz，5．25 GHz和5．775 GHz的增益分別為0．7 dBi，1．65 dBi和2．3 dBi，能夠滿(mǎn)足WLAN應(yīng)用。