O 引言
新型微波爐電源與目前國內所用的微波爐電源相比，效率較高，損耗較小，在當前節(jié)能減排要求日益迫切的情況下有著其明顯的意義。ZVS高頻變換器是新型微波爐電源中的核心部分，其主要的原理是通過實現(xiàn)軟開關使得開關損耗大為減小，提高工作頻率，達到使電源小型化，高傳輸效率的目的。對于如何設計諧振變換的參數(shù)，來實現(xiàn)軟開關，并達到規(guī)定的輸入輸出要求，是個很重要的方面。本文介紹了一種計算諧振變換器中關鍵的諧振電容和電感的計算方法，并對電路的其他參數(shù)進行了設計。并在此基礎上做了仿真。最后試制出了一臺樣機，實驗結果符合要求。
l ZVS高頻變換器的工作原理
應用于新型微波爐電源的ZVS高頻變換器的原理圖如圖1所示。采用IGBT作為開關管，其驅動信號采用固定占空比為接近0．5的互補信號(有一定的死區(qū)時間)，電路主要由濾波電路、ZVS高頻變換器和橋式倍壓整流電路組成。濾波電路由整流橋D，平波電感Ld和濾波電容Cd1、Cd2組成，將輸入的交流變成直流。高頻變換器中Lr為諧振電感。在這個電路中假設變壓器的激磁電感足夠大，激磁電流是一個常數(shù)。Cr為諧振電容。VTl，VT2為開關管，VDl、VD2分別為VTl、VT2內置續(xù)流二極管。在實際的電路設計中，為抑制開關管的過電壓、du／dt或者過電流和di／dt，減小器件的開關損耗，需要加入吸收緩沖電路。C1為VT1的緩沖吸收電容，C2和尺并聯(lián)組成VT2的吸收緩沖電路。由于吸收電容和開關管相并聯(lián)，它對Lr和Cr組成的諧振電路沒有很大影響，但是其兩端電壓會隨著換流過程的變化而變化，也會隨著諧振的過程進行充電和放電，因此電容的值不能選得很大，要保證電容的充放電的時間在死區(qū)的范圍內，符合換流的要求。倍壓整流電路如圖中所示，采用橋式倍壓整流電路。
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ZVS高頻變換器的主要工作模態(tài)如圖2所示，主要依靠電容和電感之間能量的傳遞，實現(xiàn)二極管的續(xù)流，給開關管的開通創(chuàng)造ZVS條件。
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2 具體的設計步驟
由于微波爐所帶負載為磁控管，磁控管的電壓一電流特性如圖3所示，其穩(wěn)態(tài)正常工作電壓約為4 000V，當電壓低于其正常工作電壓時，磁控管呈高阻抗狀態(tài)，電流隨電壓的變化不大，處于非振蕩區(qū)域，當電壓高于4 000V時，磁控管呈現(xiàn)低阻抗狀態(tài)，電流隨電壓的變化較之前強烈，處于振蕩區(qū)域。啟動磁控管需要一定的預熱時間，其啟動電壓要遠大于門檻電壓，需要5 000V以上，磁控管工作以后，電壓會下降成為一定值，這個值要求比門檻電壓要高，以保證磁控管的穩(wěn)定運行。
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在本設計中，由于磁控管可以看做是電阻負載，而很難設置符合其前后兩段的特性的負載。所以采用一個電阻負載來模擬磁控管，只要電源能輸出一個合適的電壓，合理的調配參數(shù)可以實現(xiàn)驅動磁控管。
用電阻負載模擬實現(xiàn)的設計參數(shù)如下：交流輸入電壓：220V／50Hz；輸出電壓：5 200V；輸出功率：550W。
2．1 確定變換器的直流電壓增益和選取頻率
由于VT1和VT2互補導通，所以在開關管的集電極一發(fā)射極之間形成一方波電壓?？梢越频玫浇涣鞯刃щ娐愤M一步可以將變壓器二次側等效為交流電阻Rac。等效電路如圖4所示。
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由等效電路得：直流電壓增益
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為了實現(xiàn)ZVS，要求諧振回路部分的阻抗呈感性，這樣才能利用二極管的續(xù)流作用，為ZVS提供條件。這樣，要求實際的頻率ω>ω0，即m>1。
通過MATLAB繪制不同Q值條件下G的曲線圖，如圖5所示：
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圖中橫坐標為m，即實際運行頻率和諧振頻率的比值，由圖可得，在一個固定的頻率值下，Q越小，直流增益就越大。同時也說明隨著負載的減小，直流電壓增益會變小，當變壓器設計好以后，變比一定，負載減小，在負載側會表現(xiàn)出電壓下降。為了減小變換器的損耗，應該將直流電壓增益選的盡可能的高，由原理圖可知，這種電路結構下，直流電壓增益最大為l，所以，應該盡量選取接近1的增益。
在實際的電路中，設定諧振頻率為12kHz，而提高開關電源的工作頻率正是研究軟開關的主要原因，因為提高開關頻率可以使變換器的體積、重量大為減小，從而提高變換器的功率密度。為實現(xiàn)ZVS，還必須使換流的時間小于設定的死區(qū)時間，從另一個角度來說，如果死區(qū)時間設的足夠大，也可以實現(xiàn)ZVS?，F(xiàn)設定m=2．5，即實際運行的頻率為30kHz。由圖5，取Q=0．02，這樣直流電壓增益可以近似取為l。
2．2 確定變壓器變比
假設交流輸入220V市電，其峰值約為310V，整流后的電壓值取為285V，因為輸出電壓要求為5 200V，所以變壓器二次側的電壓約為2 600V。直流電壓增益取為1，所以變壓器變比N=285／2600=0．1l。
2．3 確定交流等效電阻Rac
橋式倍壓電路部分如圖6所示：
由于微波爐所帶負載為磁控管，可以看做電阻負載，假設在理想情況下，電容足夠大并且變壓器副邊的輸入功率和負載上消耗的功率
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2．4 確定諧振電容和電感的值
在Q值已確定的情況下：
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3 原理電路的仿真
采用PSPICE作為仿真工具，運用所設計的參數(shù)，倍壓電路的電容設的足夠大，仿真電路圖如圖7(a)所示：
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其中C3為VT1的吸收電容，C4和R組成VT2的緩沖吸收電路。仿真結果如圖7(b)、(c)所示，可見在這個參數(shù)下仿真的結果符合軟開關的要求。(圖中UG為驅動脈沖波形，UCE為IGBT集電極一發(fā)射極間電壓波形。)
4 樣機設計及實驗結果
樣機采用的電路如圖8所示。M為磁控管，驅動脈沖信號的頻率為32kHz?？紤]到線路的寄生參數(shù)，以及一些器件的選用，實際選用的參數(shù)有了一定的修改。按照輸入電壓和電流的要求選用了整流橋的型號，吸收電容的選取根據(jù)經驗值，并在線路的調試中作了調整。濾波部分的電感和電容也是按照經驗值選用的。變壓器二次側的二極管要求高耐壓。最后確定的實驗樣機的具體參數(shù)如下表：
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圖9(a)所示為兩開關管的驅動電壓，A為主開關管VT1的驅動波形，B為輔開關管VT2的驅動波形，死區(qū)時間大約為2μs，占空比接近0．5，兩管的驅動波形成交替互補關系。圖9(b)所示為主開關管(VT1)UGE和UGE兩端的波形，圖9(c)所示為輔開關管(VT2)UGE和UCE兩端的波形，從波形中可以看到，兩開關管總是在UCE為零的時候開通和關斷，實現(xiàn)了ZVS。
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帶磁控管工作時，磁控管采用松下公司的2M261-M32，磁控管的開啟需要一個遠大于其門檻電壓的瞬時直流高壓，并且需要一段時間的預熱，輸入交流220V時，電源的輸出電壓有5 400V，在這個電壓下，磁控管預熱加速。當磁控管開啟后，電壓下降至4 600V，并保持穩(wěn)定。圖10所示為帶磁控管工作時，磁控管工作瞬間的輸出電壓的變化。
綜上，所設計的新型微波爐ZVS高頻變換器可以實現(xiàn)軟開關并可以成功驅動磁控管工作。
5 結束語
本文研究了應用于新型微波爐電源的ZVS高頻變換器，在簡化的等效交流電路模型下，推倒出諧振電容和電感的值，并對電路的其他部分參數(shù)做了匹配。給出了在此基礎上進行的仿真和樣機實驗的波形與數(shù)據(jù)。通過樣機的實驗結果可以看到，通過此方法匹配的參數(shù)可以實現(xiàn)既定的目標。本文提出的參數(shù)設計方法對于拓撲相似電路的參數(shù)計算有一定的借鑒和參考作用。