??? 摘 要： 基于經(jīng)典全橋零電壓零電流開關(guān)(ZVZCS)變換器" title="變換器">變換器拓撲，采用數(shù)字信號處理器(DSP)進行控制，提出了一種新型的移相PWM波形產(chǎn)生算法。結(jié)合IR公司最新推出的集成驅(qū)動芯片IR2304，通過對傳統(tǒng)驅(qū)動電路" title="驅(qū)動電路">驅(qū)動電路增加兩個無源元件，設(shè)計了帶有負電壓" title="負電壓">負電壓關(guān)斷" title="關(guān)斷">關(guān)斷的硬件驅(qū)動電路，克服了IR系列不能產(chǎn)生關(guān)斷負電壓的缺點。實驗驗證了新型算法的正確性和驅(qū)動系統(tǒng)設(shè)計的可行性。
??? 關(guān)鍵詞：數(shù)字信號處理器； 驅(qū)動電路； 移相控制； 負偏壓
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??? 全橋拓撲結(jié)構(gòu)廣泛應(yīng)用于高電壓、大功率變換器。為了提高變換器的功率密度和效率，可采用軟開關(guān)技術(shù)。隨著全橋軟開關(guān)技術(shù)的發(fā)展和成熟，變換器的工作頻率在不增加開關(guān)損耗的前提下大大提高。參考文獻[1]提出了很多有實用價值的軟開關(guān)變換器，但它們都集中在對變換器的拓撲改進和控制優(yōu)化方面進行研究，很少論及變換器的驅(qū)動問題。隨著大功率開關(guān)電源的發(fā)展和功率IGBT的大量應(yīng)用，對驅(qū)動電路的性能要求越來越高。門極驅(qū)動電路影響IGBT 的通態(tài)壓降、開關(guān)時間、開關(guān)損耗、承受短路電流能力及du/dt等參數(shù)，并決定變換器的靜態(tài)與動態(tài)特性。因此，設(shè)計高性能的驅(qū)動電路是實現(xiàn)高頻化變換器的關(guān)鍵技術(shù)。伴隨開關(guān)電源的數(shù)字化和智能化成為未來發(fā)展方向，高頻變換器的數(shù)字驅(qū)動也必將成為變換器研究的重要方面。
采用數(shù)字信號處理器(DSP)形成軟開關(guān)變換器需要的移相PWM波形，參考文獻[2]提出了基于EPROM 存儲器產(chǎn)生移相PWM波形的實現(xiàn)方法，原理雖然簡單，但其PWM響應(yīng)速度較慢，而且對處理器資源利用率不高（占用較多的片上存儲資源和CPU時間）；參考文獻[3]提出了基于DSP產(chǎn)生移相PWM波形的實現(xiàn)方法，其主要思想是先用DSP輸出六路PWM波形，再外加硬件電路合成四個移相PWM波形，其硬件結(jié)構(gòu)復雜。本文提出一種新型的基于DSP的移相PWM波形產(chǎn)生算法，通過檢測通用定時器計數(shù)方式和比較單元的中斷情況，直接修改比較單元的寄存器值，實現(xiàn)移相PWM波形輸出，其硬件電路連接簡單，不需要外加波形合成電路，只用DSP上的兩個比較單元就可實現(xiàn)移相PWM波形，減少了CPU的占用時間，提高了工作效率。結(jié)合IR公司最新推出的集成驅(qū)動芯片IR2304[4]，設(shè)計了帶有負電壓關(guān)斷的硬件驅(qū)動電路，克服了IR系列不能產(chǎn)生關(guān)斷負偏壓的缺點，保證了變換器開關(guān)管的可靠關(guān)斷，消除了密勒效應(yīng)和其他信號對開關(guān)器件的干擾，提高了變換器的可靠性。實驗結(jié)果驗證了本文理論和設(shè)計的正確性。
1 驅(qū)動電路設(shè)計
本文采用TI公司的TMS320LF2407A 芯片[5]形成軟開關(guān)變換器需要的移相PWM波形，其事件管理器模塊EVA和EVB能夠?qū)θ喾聪嗥鲗崿F(xiàn)控制，產(chǎn)生對稱和非對稱的PWM波形。當外部引腳/PDOUBTX出現(xiàn)低電平時，能快速關(guān)閉PWM輸出通道?？删幊痰腜WM死區(qū)控制可以防止上下橋臂同時輸出觸發(fā)脈沖，非常適合產(chǎn)生數(shù)字變換器需要的PWM控制波形。通過軟件算法的改進可以很方便地得到移相PWM波形。但是，DSP輸出的是3.3V的電壓信號，不能直接驅(qū)動功率IGBT，因此設(shè)計驅(qū)動電路非常必要。
IR2304是美國IR公司生產(chǎn)的新一代驅(qū)動集成芯片，該芯片比同類其他驅(qū)動芯片具有更高集成度和更優(yōu)越的驅(qū)動性能。但IR2304不能產(chǎn)生關(guān)斷負偏壓，為此需要對此驅(qū)動電路進行改進，使其產(chǎn)生負電壓?；谝陨瞎δ芎吞攸c，設(shè)計了驅(qū)動電路，如圖1所示。
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DSP輸出端口PWM7&PWM8和PWM9&PWM10為比較單元4和5提供兩對獨立互補的PWM波形輸出?；パa波形的死區(qū)時間可以通過控制寄存器DBTCONB來設(shè)置。輸出的3.3V電平信號，分別與IR2304的高端輸入HIN和低端輸入LIN相連。DSP的功率保護引腳/PDPINTB與過流保護檢測信號相連，一旦有故障發(fā)生，PWM輸出為高阻態(tài)，立即封鎖IR2304輸出PWM波形，關(guān)斷IGBT。虛線框A為關(guān)斷負電壓設(shè)計，虛線框B為IGBT驅(qū)動優(yōu)化和保護設(shè)計。S1～S4為參考文獻[6]提出的全橋ZVZCS變換器結(jié)構(gòu)。IR2304(A)驅(qū)動超前臂S1、S4，其中Ho輸出高端驅(qū)動信號" title="驅(qū)動信號">驅(qū)動信號，Lo輸出低端驅(qū)動信號。C1為根據(jù)IR2304工作原理設(shè)計的自舉電容。滯后臂的驅(qū)動結(jié)構(gòu)與超前臂的相同，由IR2304(B)驅(qū)動。
1.1 負電壓設(shè)計
IR2304是一種雙通道高壓高速電壓型功率開關(guān)器件柵極驅(qū)動器，設(shè)置了自舉浮動電源，不需要外加電源。但IR2304不能產(chǎn)生負偏壓，可能由于密勒效應(yīng)的作用，使開關(guān)管誤導通。本文針對IR2304的不足，在每個驅(qū)動回路上增加兩個無源器件，實現(xiàn)負壓關(guān)斷功能。如圖1所示，在超前臂S4的驅(qū)動電路增加由電容Cb和5V穩(wěn)壓管ZDb組成的負壓電路。其工作原理為：20V的 Vcc電源在上電期間，通過R5給Cb充電，Cb上面的電壓保持為5V。在LIN端為高電平時，Lo端輸出20V高電平，這時加在S4柵極上面的電壓為20V-5V=15V，IGBT正常導通。當LIN端輸入低電平時，Lo端輸出為0V，此時柵極上面的電壓為-5V，從而實現(xiàn)了關(guān)斷時需要的負電壓。對于其他功率開關(guān)管，負壓產(chǎn)生原理相同。
1.2 自舉電容及其柵極限流電阻選取
由于IR2304具有自舉浮動電源設(shè)計，簡化了驅(qū)動電路的設(shè)計，但是驅(qū)動芯片工作時的自舉電容選取非常重要。本文中的自舉電容采用一個大電容和一個小電容并聯(lián)形成，并聯(lián)的高頻小電容用來吸收高頻毛刺干擾。為了保證自舉電容電壓給上管提供合適的驅(qū)動電壓，要注意：(1)盡量使自舉電容充電回路不經(jīng)過大阻抗負載，否則應(yīng)為C提供快速充電回路。(2)當PWM開關(guān)頻率較高時,由于充電時間變小，應(yīng)選取小電容。當PWM工作頻率較低時, S4的占空比較高，則S4開通時間較長，此時自舉電壓容易滿足，應(yīng)選取較大電容。
在設(shè)計時，取自舉電容C：
式中，Qg為IGBT門極提供的柵電荷，Vcc為驅(qū)動芯片供電電壓。
選取適當?shù)臇艠O限流電阻RaRd，對IGBT驅(qū)動來說相當重要，因為IGBT的開通和關(guān)斷是通過柵極電阻的充放電實現(xiàn)的，柵極電阻會對IGBT的動態(tài)特性產(chǎn)生極大的影響。數(shù)值較小的電阻使柵極電容充放電較快，從而減小開通時間和開通損耗，同時較小電阻增強了IGBT器件的耐固性，避免了du/dt帶來的誤導通。但小電阻只能承受較小的柵極噪聲，并且極易導致柵極-發(fā)射極之間的電容與驅(qū)動電路引線的寄生電感產(chǎn)生振蕩問題。另外，較小的柵極驅(qū)動電阻還使得IGBT開通時di/dt變大，會導致較高的du/dt，增加反向恢復二極管的浪涌電壓。實際選用時應(yīng)綜合兩方面影響因素，選取合適的柵極限流電阻。
2 軟件設(shè)計
2.1 新型移相PWM變換器的控制算法設(shè)計
全橋移相PWM變換器，利用超前橋臂和滯后橋臂的相移來調(diào)節(jié)占空比?；趯?jīng)典全橋零電壓零電流開關(guān)(ZVZCS)變換器拓撲的工作原理分析[6]，對所產(chǎn)生的PWM信號的要求如下：(1)上下橋臂兩管的驅(qū)動信號180°互補。(2)四路驅(qū)動信號的占空比均設(shè)置為50%，由于死區(qū)時間的影響,實際輸出占空比應(yīng)小于50%。(3)驅(qū)動信號中相位超前的信號作為超前橋臂信號，相位滯后的信號作為滯后橋臂驅(qū)動信號。驅(qū)動信號通過DSP事件管理模塊EVB產(chǎn)生。EVB有三個全比較單元，每個全比較單元都有兩個互補的PWM脈沖輸出，因此可以使用其中兩個比較單元提供四路驅(qū)動信號。
新型移相PWM算法的基本原理是：利用 DSP 事件管理器B中的兩個全比較單元4和5輸出四路脈沖。由全比較單元5輸出超前臂上下管脈沖，全比較單元4輸出滯后臂上下管脈沖。兩個全比較單元的比較寄存器數(shù)值按反饋調(diào)節(jié)器輸出的要求在兩次比較中斷時不斷地修改。當比較單元5比較中斷時，如果此時通用定時器3減計數(shù)，則賦給CMPR5使計數(shù)器計數(shù)增的新比較值Valu1；如果此時通用定時器3增計數(shù)，則賦給 CMPR5使計數(shù)器計數(shù)減的新比較值Valu2。通用定時器3的計數(shù)器計數(shù)周期為脈沖周期，并且按照連續(xù)增/減計數(shù)方式計數(shù)。比較寄存器影子寄存器的裝載條件為下溢或周期匹配中斷。實際編程時，需要按照實際的PWM周期設(shè)置對稱波形的計數(shù)周期。在DSP中，移相波形產(chǎn)生原理如圖2所示。
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假設(shè)輸出脈沖頻率為50kHz，DSP 的CPU時鐘頻率為24MHz?？梢杂嬎愠鯟PU 時鐘周期為1/24MHz=42ns；由于按變換器開關(guān)頻率50kHz計算，故計數(shù)周期為24MHz/50kHz=480，而通用定時器按照連續(xù)增/減方式工作，故DSP通用定時器的計數(shù)周期值設(shè)為其一半(240)，即T3PER=0X00F0；
最小移相角為：Φmin=180/240=0.75°；
最小占空比：Dmin=05/240=0.0021。
可以看出，采用DSP移相控制方式，通過精確定量計算后產(chǎn)生的脈沖波形較模擬芯片精度更高，很適合高精度的數(shù)字變換器控制。
2.2 移相PWM算法的編程實現(xiàn)
獲得精確移相PWM信號的具體算法過程為：首先設(shè)置通用定時器3的控制寄存器T3CON，確定計數(shù)器的計數(shù)模式和時鐘源；然后根據(jù)需要的PWM波形周期設(shè)置周期寄存器T3PER；接著裝載比較單元4和5的比較寄存器CMPR4和CMPR5，確定PWM波形的占空比；最后根據(jù)程序運行時的中斷標志CMP5INT的檢測對CMPR5進行新值裝載(Valu1或Valu2)。通過上述相應(yīng)的設(shè)置即可獲得指定周期、指定脈寬的移相PWM驅(qū)動信號。軟件流程如圖3所示。
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根據(jù)上述原理編寫的移相PWM中斷服務(wù)程序部分代碼如下，并在硬件系統(tǒng)上進行了運行實現(xiàn)。
INTERRUPT_PWM:
? ….現(xiàn)場保護….
?? LDP? #DP_EVB
BIT? EVBIFRA, 13
BCND? BACK, NTC
BIT? GPTCONB, 2
BCND? DECREASE, NTC
BIT? GPTCONB, 2
BCND? INCREASE, TC
DECREASE: LDP? #DP_EVB
???SPLK? #Valu1, CMPR5
???B? BACK
INCREASE:? LDP? #DP_EVB
??? SPLK? #Valu2, CMPR5
???B? BACK
BACK:???? ….現(xiàn)場恢復….
??? NOP
???CLRC INTM
???RET
3? 實驗結(jié)果及分析
基于以上理論分析和設(shè)計，搭建了一臺樣機，采用功率開關(guān)器件為IGBT，驅(qū)動芯片為IR2304，DSP為TI公司的TMS320LF2407A，自舉電容取值為0.1μF，柵極電阻為15Ω，變換器開關(guān)頻率為50kHz，占空比為0.5，移相角為30°（即寄存器T3PER=0X00F0，CMPR4=0X003C）。得到的實驗結(jié)果波形如圖4所示。
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??? 從圖4可以看出移相波形的移相角為30°（移相時間為1.67μs，周期為20μs）。探頭1為滯后臂驅(qū)動波形，探頭2為超前臂驅(qū)動波形，即在DSP移相波形產(chǎn)生中在中斷服務(wù)程序中寫入的Valu1=0X0050，Valu2=0X00A0。通過控制寫入的Valu1和Valu2，由下面兩式可以精確得到所需的移相PWM波形。
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??? 圖5為同一橋臂互補驅(qū)動波形，由于DSP控制程序中事件管理模塊初始化時死區(qū)控制寄存器DBTCONB=0X006E8，即互補波形的死區(qū)時間為6/240×8×10=1?滋s，足以防止同一橋臂兩個IGBT的直通。輸出的驅(qū)動波形高電平為3.3V，低電平為0V，可以看出不足以驅(qū)動功率IGBT，需要設(shè)計驅(qū)動電路增加驅(qū)動能力。
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??? 圖6中探頭1為在IR2304驅(qū)動電路中測得的負壓電容電壓波形，整個工作過程中穩(wěn)定為-5V。探頭2為IGBT柵極驅(qū)動波形，高電平約為15V，低電平為-5V。實現(xiàn)了設(shè)計要求的關(guān)斷負偏壓，提高了變換器可靠性。
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本文研究了高頻全橋變換器的驅(qū)動問題?；诮?jīng)典ZVZCS變換器拓撲結(jié)構(gòu)，采用TMS320LF2407A數(shù)字處理器芯片，提出了一種新型直接產(chǎn)生移相PWM波形的算法，通過軟件很方便地實現(xiàn)了所需移相波形。較傳統(tǒng)的算法，其主要優(yōu)點有：(1)充分利用了DSP內(nèi)部資源。使用全比較功能，直接在 DSP 內(nèi)部生成四路移相并帶有死區(qū)時間的PWM驅(qū)動波形。實現(xiàn)簡單，可靠性高。(2)不需要增加外圍驅(qū)動波形合成電路，移相波形的修改直接通過程序變換即可完成，方便靈活。(3)生成的移相波形移相精確，最小移相占空比可達0.0021。
通過增加兩個無源元件改進驅(qū)動電路，克服了IR2304不能產(chǎn)生關(guān)斷負電壓的不足，使其輸出具有-5V的偏壓，使IGBT的關(guān)斷更加可靠，改善了變換器的靜態(tài)與動態(tài)特性。
對DSP移相軟件算法原理和IR2304負偏壓電路設(shè)計做了詳細的分析和定量的計算，最后的實驗結(jié)果證明了原理的正確性和設(shè)計的可行性。
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