噪聲系數(shù)是無線通信中射頻電路的關(guān)鍵指標(biāo)之一，它決定了接收機(jī)的靈敏度，影響著模擬通信系統(tǒng)的信噪比和數(shù)字通信系統(tǒng)的誤碼率。無線通信的快速發(fā)展對(duì)射頻電路的噪聲性能要求越來越高，無線通信所使用的頻段也向更高處發(fā)展，這就要求能夠?qū)Ω哳l段處的噪聲系數(shù)進(jìn)行精確測(cè)量。
老一代噪聲系數(shù)測(cè)試儀的 最高測(cè)量頻率較低，為了測(cè)量電路在高頻段處的噪聲系數(shù)，需要外接混頻模塊將待測(cè)頻段內(nèi)的信號(hào)下變頻到噪聲系數(shù)測(cè)試儀接收機(jī)的頻率范圍內(nèi)。測(cè)量系統(tǒng)的校準(zhǔn)和 測(cè)量框圖如圖1所示，新測(cè)量系統(tǒng)接收機(jī)由混頻模塊和原接收機(jī)級(jí)聯(lián)構(gòu)成。測(cè)量原理是采用Y參數(shù)法，通過校準(zhǔn)得到新接收機(jī)的噪聲溫度；插入待測(cè)器件(DUT) 之后測(cè)量得到DUT和新接收機(jī)級(jí)聯(lián)的噪聲溫度，然后利用級(jí)聯(lián)的噪聲溫度計(jì)算公式得到DUT在高頻段處的噪聲溫度。將HP 8970A的測(cè)量頻率范圍從10MHz～1.5GHz擴(kuò)展至1.92GHz～1.98GHz，包含了第三代移動(dòng)通信(3G)標(biāo)準(zhǔn)中W-CDMA的上行頻 段。
混頻模塊結(jié)構(gòu)
噪聲系數(shù)測(cè)量的誤差主要由測(cè)量系統(tǒng)接收機(jī)的結(jié)構(gòu)和噪聲系數(shù)、接收機(jī)噪聲系數(shù)的不確定度、噪聲源的不確定度、校準(zhǔn)和測(cè)量過程中 各端口的匹配情況、DUT的增益等決定。對(duì)于外接有混頻模塊的測(cè)量系統(tǒng)，為了提高測(cè)量精度，混頻模塊需要具有單邊帶結(jié)構(gòu)、較小的噪聲系數(shù)、較小的輸入端口 駐波比。
為了使新接收機(jī)具有低的噪聲系數(shù)，混頻模塊必須具有一定的增益，其增益的大小又決定了噪聲系數(shù)測(cè)試儀的 增益測(cè)量范圍，為了滿足不同增益DUT的測(cè)量需求，在混頻模塊的最后加上了可調(diào)衰減器HP 8496B。本振由信號(hào)源HP E4421B提供，頻率為固定的2.5GHz，混頻器將1.92GHz～1.98GHz的射頻信號(hào)下變頻到0.52GHz～0.58GHz，對(duì)應(yīng)的鏡像信 號(hào)頻率為3.02GHz～3.08GHz。混頻模塊的電路結(jié)構(gòu)圖如圖1所示。
混頻模塊設(shè)計(jì)
1. 低噪聲放大器設(shè)計(jì)
噪聲系數(shù)測(cè)量的不確定度隨測(cè)量系統(tǒng)接收機(jī)噪聲系數(shù)的增大而增大。新測(cè)量系統(tǒng)接收機(jī)的噪聲系數(shù)由混頻模塊的噪聲系數(shù)和增益、原 接收機(jī)的噪聲系數(shù)決定。為了降低新接收機(jī)噪聲系數(shù)，提高測(cè)量精度，混頻模塊需要具有低噪聲系數(shù)和一定的增益。低噪聲放大器由兩級(jí)組成，第一級(jí)使用場(chǎng)效應(yīng)管 ATF-10136，在1.92GHz～1.98GHz頻段內(nèi)提供小于0.9dB的噪聲系數(shù)和1.5以下的輸入駐波比；第二級(jí)使用單片微波集成電路 (MMIC)INA-10386，頻段內(nèi)其增益和噪聲系數(shù)典型值為23.6dB和4.2dB，其能夠補(bǔ)償后級(jí)濾波器和混頻器的損耗，從而使得新接收機(jī)具有 低的噪聲系數(shù)。INA-10386內(nèi)部已設(shè)計(jì)了輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò)，所以電路形式簡(jiǎn)單，只需加上偏置電路和輸入、輸出隔直電容，但值得注意的是其接地的引腳 必須盡可能得靠近過孔，否則放大器會(huì)出現(xiàn)自激。
為獲得小的輸入駐波比和低噪聲系數(shù)，ATF-10136低噪聲放大器的設(shè)計(jì)需要兼顧噪聲匹配和輸入功率匹配。通過在場(chǎng)效應(yīng) 管源級(jí)加上一小段微帶線作為反饋使得最佳噪聲匹配和最佳功率匹配點(diǎn)更加接近，并且提高低頻的穩(wěn)定性；源級(jí)直流通過電阻到地，柵極直流直接到地，為Vgs提 供負(fù)壓，使用單+5V電源供電；輸出端串聯(lián)10Ohm的電阻以提高整個(gè)頻帶內(nèi)放大器的穩(wěn)定性；匹配電感使用東光公司的LL2012-FH系列高Q值、多層 陶瓷片狀電感。使用Agilent高級(jí)設(shè)計(jì)系統(tǒng)(ADS)進(jìn)行設(shè)計(jì)和仿真，仿真和實(shí)際測(cè)量結(jié)果如圖2所示。
仿真和測(cè)量結(jié)果很接近，這歸功于仿真時(shí)使用的是電感的S參數(shù)模型，而不是理想模型，并且考慮了集總元件的寄生效應(yīng)和微帶線的突變特性。
2．混頻器、鏡像抑制濾波器的選擇
混頻器選用Mini-Circuits公司的RMS-25MH無源混頻器，本振頻率為2.5GHz，功率為14dBm。
混頻器將輸入端頻率為L(zhǎng)OIF的射頻信號(hào)都變頻到中頻，如果不加射頻濾波器，則測(cè)量得到的是雙邊帶噪聲系數(shù)，是對(duì)上邊帶和下 邊帶都進(jìn)行測(cè)量的結(jié)果。為了進(jìn)行單邊帶噪聲系數(shù)測(cè)量，需在混頻器射頻輸入端加上濾波器來抑制鏡像信號(hào)。鏡像抑制濾波器選用村田公司的 DFC31R95P060LHD介質(zhì)帶通濾波器，中心頻率1,950MHz，帶寬60MHz，通帶內(nèi)插損小于3.5dB，駐波比優(yōu)于1.5。
新測(cè)量系統(tǒng)指標(biāo)
在可調(diào)衰減器的衰減量為0dB時(shí)，利用HP
8970A的1.4測(cè)量模式，得到的混頻模塊噪聲系數(shù)和增益如圖3所示，噪聲系數(shù)和增益典型值是1.7dB和25.5dB。由于混頻模塊第一級(jí)具有極低的噪聲系數(shù)，前兩級(jí)具有較高增益，所以整個(gè)混頻模塊的噪聲系數(shù)很低?；祛l模塊的輸入駐波比測(cè)量結(jié)果如圖4所示。新噪聲系數(shù)測(cè)試儀接收機(jī)與原接收機(jī)的指標(biāo)對(duì)比如表1所示。
本文結(jié)論
作者成功設(shè)計(jì)了將噪聲系數(shù)測(cè)試儀HP 8970A的測(cè)量頻率范圍擴(kuò)展至1.92GHz～1.98GHz的低噪聲混頻模塊?；祛l模塊中的低噪聲放大器在1.6GHz～2.2GHz的寬頻帶內(nèi)具有 低噪聲系數(shù)、小輸入駐波比和較高增益，只需選用不同的鏡像抑制濾波器就可以得到用于測(cè)量不同頻帶內(nèi)噪聲系數(shù)的混頻模塊，可擴(kuò)展性能好?；祛l模塊的增益可 調(diào)，能夠滿足不同增益DUT的測(cè)量要求。和原接收機(jī)相比，新接收機(jī)具有相當(dāng)?shù)妮斎腭v波比和更小的噪聲系數(shù)。