我國靶場測量、工業(yè)控制、電力系統(tǒng)測量與保護、計算、通信、氣象等測試設(shè)備均采用國際標(biāo)準IRIG-B格式的時間碼(簡稱B碼)作為時間同步標(biāo)準。B碼是一種串行的時間格式．分為直流碼(DC碼)和交流碼(AC碼)兩種，其格式和碼元定時在文獻中有詳細描述。本文介紹一種基于FPGA并執(zhí)行IRIG-B標(biāo)準的AC／DC編碼技術(shù)，與基于MCU或者DSP和數(shù)字邏輯電路實現(xiàn)的編碼方法相比，該技術(shù)可以大大降低系統(tǒng)的設(shè)計難度，降低成本，提高B碼的精確性和系統(tǒng)靈活性。

        在此，組合GPS引擎和FPGA，得到B碼的編碼輸出，直接采用GPS引擎的100 pps信號觸發(fā)輸出B碼的每個碼元，利用從100 pps中恢復(fù)的1 pps信號提供B碼的時間參考點。DC編碼和AC數(shù)字調(diào)制均由純硬件邏輯通過查找表實現(xiàn)，它能使每個碼元的上升沿都非常精準，都可以作為百分秒的時間參考點。而計時鏈的預(yù)進位功能則保證了絕對時間的精確，不僅可以滿足實時系統(tǒng)對時間同步，還可以實現(xiàn)多節(jié)點的數(shù)據(jù)采集嚴格同步，為分析和度量異步發(fā)生的事件提供有力的支持。

1 IRIG-B編碼格式

        IRIG標(biāo)準規(guī)定的B格式碼如圖1所示，每秒鐘發(fā)1次，每次100個碼元，包含1個同步參考點(P，脈沖的上升沿)和10個索引標(biāo)記。碼元寬度為10 ms，用高電平寬度為8 ms的脈沖表示索引標(biāo)記，用寬度為5 ms的脈沖表示邏輯1，用寬度為2 ms的脈沖表示邏輯0。

        如圖1所示，交流碼的載波是1 kHz正弦信號，幅度變化峰-峰值范圍為0．5～1 0 V。調(diào)制比為U1／U0=1／6～1／2，即邏輯1是5個幅度為U1的1 kHz正弦信號。邏輯0是2個幅度為己U1的1 kHz正弦信號，索引標(biāo)記是8個幅度為U1的1 kHz正弦信號，其他時間是幅度為U0的1 kHz正弦信號。

2 系統(tǒng)方案

2．1 系統(tǒng)原理框圖

        設(shè)計授時系統(tǒng)需要一個精準時基。在此利用精密授時型GPS引擎M12T作為系統(tǒng)時基，利用AlteraFPGA檢測M12T輸出的百分秒(100 pps)同步信號和經(jīng)串口輸出的絕對時間信號，編碼后輸出到DC／AC接口模塊，再輸出到物理鏈路，系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖如圖2所示。

        上述系統(tǒng)首先實現(xiàn)了B碼直流編碼，而后在直流碼的基礎(chǔ)上實現(xiàn)交流調(diào)制，以得到交流碼，同時提供恢復(fù)每秒脈沖數(shù)輸出和隔離RS 232串行口輸出且符合Motorola格式的時間碼，以及數(shù)碼管的時間顯示。時間顯示部分用FPGA實現(xiàn)比較簡單，下文不再詳述。

2．2 GPS授時模塊M12T

        M12接收器是Motorola公司優(yōu)秀ONCORE家族中的新成員，廣泛用于各類定位、導(dǎo)航、授時設(shè)備中，擁有全GPS行業(yè)內(nèi)最快的初次定位時間和重捕獲衛(wèi)星的時間。M12T是針對GPS授時推出的定時精度更高的增強型產(chǎn)品。M12T具有12個并行通道，可同時跟蹤12顆衛(wèi)星，重捕獲時間小于1．O s。當(dāng)擁有當(dāng)前天歷、位置、時間和星歷數(shù)據(jù)時。首次定位時間TTFF<15 s。在位置保持狀態(tài)時，定時精度(1 pps或100 pps)小于12 ns。

2．3 FPGA和DAC

        FPGA采用Altera CycloneⅡEPC2C5T144，該芯片有4 608個LE，26個M4K．兩個模擬鎖相環(huán)。DAC采用單通道、單電源、自帶基準的MAX5712。MAX5712是微型引腳，12 b解析度，片上精密輸出放大器提供滿擺幅輸出。MAX5712用兼容SPITM／QSPITM／MICROWIRETM和DSt標(biāo)準接口的3線串行接口。所有輸入都兼容于CMOS邏輯，并經(jīng)過施密特觸發(fā)器緩沖，允許直接接光電耦合器。MAX5712含有上電復(fù)位(POR)電路，確保上電時DAC處于零電壓輸出狀態(tài)。

3 時鐘模塊實現(xiàn)

3．1 基準時刻和索引脈沖的提取

        要保證B碼每個碼元的上升沿時刻準確，需要100 pps的精確時基和pps的參考點。一般的做法是用pps作為基準，每個碼元的起點由前兩個秒脈沖的間隔等分得到。這種方法使用上一時刻來預(yù)測下一秒，每秒脈沖有抖動時會導(dǎo)致最后一個碼元寬度不足或超過10 ms，這將無法利用B碼來實現(xiàn)時間同步和數(shù)據(jù)等間隔同步的采集。本文直接使用M12T產(chǎn)生的100 pps信號作為每個碼元的起始時刻，然后再從100 pps信號中恢復(fù)出1 pps。由于B碼參考標(biāo)記Pr=1 pps的上升沿，所以這種方法既保證Pr的準確性，又保證各個碼元和索引標(biāo)記時刻的準確性。在有等間隔同步數(shù)據(jù)采樣要求的場合，可使用每個B碼碼元的上升沿校準本地時基，確保采樣同步和時間同步。

       M12T輸出的100 pps信號(以下稱PPMl2)如圖3所示，每個脈沖的上升沿時刻準確，周期10 ms，在pps的參考點，脈沖寬度為6～8 ms，其他時刻2～4 ms，脈沖寬度不是關(guān)注的重點。

        B碼的每個碼元恰好與上述100 pps信號對應(yīng)。首先在FPGA中構(gòu)建一個模100的碼元計數(shù)器MMH和一個高電平脈沖寬度檢測器，通過下面的方法和步驟可以恢復(fù)pps。

       (1)在PPMl2信號的上升沿復(fù)位寬度檢測器，高電平計時，在下降沿停止并輸出Tb；

       (2)在PPM12下降沿檢查Tb，當(dāng)6 ms

              if MMH=99 then MMH=O
                else MMH=MMH+1

        (3)在PPMl2信號的上升沿檢查MMH，如果MMH=0，則當(dāng)前脈沖的上升沿是參考點Pr，觸發(fā)輸出8 ms高電平脈沖作為pps信號，重復(fù)步驟(1)～(3)，在PPM12信號上升沿檢查MMH；如果MMH的個位為9或者MMH=0，則當(dāng)前脈沖標(biāo)記為索引脈沖，即輸出8 ms高電平。

3．2 絕對時間獲取

        通過在FPGA上構(gòu)建一個UART與M12T互連。為了簡化FPGA對M12T的配置和輸出時間的獲取，將UART分成兩部分設(shè)計，即發(fā)送模塊txmit和接收模塊rcvr。發(fā)送模塊用一個M4K設(shè)計一個512×8 FIFO，在系統(tǒng)復(fù)位后的若干個時鐘，利用一個狀態(tài)機將M12T的配置數(shù)據(jù)寫入FIFO；然后通過txmit模塊配置M12T，配置結(jié)束后，UART模塊將M12T的時間碼轉(zhuǎn)發(fā)到外部RS 232接口，同時可以轉(zhuǎn)發(fā)外部接口的配置數(shù)據(jù)到M12T。接收模塊采用寄存器模式，只接收M12T發(fā)來的絕對時間信息，這樣后面的編碼模塊可以直接使用這些時間信息。做法如下：設(shè)計一個接收計數(shù)器rx_ count，每接收一個字節(jié)計數(shù)器自加，并根據(jù)rx_count決定是否保存時間碼。由于M12T每秒中發(fā)送一幀，故在檢測到pps時復(fù)位該計數(shù)器。

        M12T在每個1 pps的上升沿過后送出當(dāng)前時間，而FPGA通過UART接收到時間時，B碼當(dāng)前幀已經(jīng)啟動，據(jù)此形成的B碼要等下一個pps參考點之后才可以發(fā)送，所以對接收的時間要進行預(yù)進位處理。

        本文在FPGA預(yù)處理部分設(shè)計了一個RTC計時鏈，在每個1 pps的上升沿．計時鏈向上進位，編碼模塊從RTC計時鏈取絕對時間。從UART接收到新的時間后，如果該時間與計時鏈的值有差異，則將通過計時鏈的同步置數(shù)接口修正計時鏈的值。同時計時鏈負責(zé)把M12T的二進制時間轉(zhuǎn)換成壓縮的BCD碼，還要根據(jù)當(dāng)前接收到的年月日，計算當(dāng)天是全年中的第幾天，即IRIG-B碼中的Day字段，而且在預(yù)加1 S和轉(zhuǎn)換時間格式時，要注意閏年和月大和月小對Day字段的影響。

4 IRIG-B編碼模塊實現(xiàn)

4．1 IRIG-B DC編碼模塊

        分析B碼可以發(fā)現(xiàn)，秒的最低位出現(xiàn)在MMH=1處，分的最低位出現(xiàn)在MMH=10處，小時的最低位出現(xiàn)在MMH=20處，依次類推。按照圖1，容易得出時間寄存器輸出時刻和碼元計數(shù)器MMH之間的關(guān)系。由于碼元周期固定為10 ms，可以這樣實現(xiàn)編碼，定義一個模10的計數(shù)器MML和邏輯向量CMP(9 down to0)來表征一個碼元在10 ms的狀態(tài)。MML每ms加1，同時根據(jù)MML的值，選擇CMP的一位更新輸出狀態(tài)，步驟如下：

        (1)構(gòu)建模10計數(shù)器MML，以及一個1 ms定時器；
        (2)在PPM12信號的上升沿復(fù)位MML和1 ms定時器；
        (3)1 ms定時器溢出時，MML加1；
        (4)根據(jù)MML和CMP輸出編碼信號IRIG_B_OUT，即IRIG_B_OUT=CMP(MML)；

        (5)在PPM12的上升沿根據(jù)第3．1節(jié)所得碼元計數(shù)器MMH重新加載CMP

        算法VHDL描述如下：

        在上述VHDL編碼的實現(xiàn)中，MSCLK為1 ms計數(shù)脈沖．同步于PPM12信號的上升沿。CMP的輸出值由函數(shù)IRIG_B根據(jù)輸入?yún)?shù)決定，若為0，則輸出“0000000011”，對應(yīng)2 ms；若為1則輸出“0000011111”，對應(yīng)5ms。在索引脈沖和參考點Pr處，CMP取值“0011111111”，對應(yīng)8 ms。而最終的編碼輸出IRIG_B_0UT在每個1 ms脈沖的上升沿，根據(jù)CMP(MML)的值決定為高或為低。

4．2 IRIG-B AC編碼模塊

4．2．1 數(shù)字調(diào)制原理

        按照奈奎斯特抽樣定理，只要抽樣頻率高于2倍信號的最高頻率，則整個連續(xù)信號就能完全用它的抽樣值來代表。使用抽樣值構(gòu)成的序列經(jīng)DAC和低通濾波后即可恢復(fù)原來的連續(xù)信號。

        若對頻率為f的正弦波抽樣N次(N>2f)，并在T=1／f內(nèi)通過DAC等間隔輸出N次抽樣值，則低通濾波后可恢復(fù)原始正弦信號。各個采樣點值為：

4．2．2 正弦查找表

        這里給出利用查找表實現(xiàn)交流數(shù)字調(diào)制的方法。在獲得IRIG-B的直流編碼后，將該信號導(dǎo)入到數(shù)字調(diào)制模塊，即可獲得交流編碼。對正弦信號進行100次等間隔抽樣，對式(2)使用實際的增益和直流偏移，可得式(3)。據(jù)此獲得查找表。

        式中：N=100為采樣率；k=O，1，2，…，N-1；Ck對應(yīng)第k次抽樣獲得的值；A0為保證輸出信號為單極性而設(shè)置的初始直流偏移；Ac為考慮調(diào)制比和DAC滿幅度碼值的系數(shù)。

       由于交流信號頻率為1 kHz，周期為T=1 ms，若在1 ms內(nèi)將上述抽樣值等間隔輸出到DAC，即可獲得1 kHz的調(diào)制信號。

        本文使用MAX5712和單電源rail-rail運放AD8601構(gòu)成濾波器。在MAX5712滿幅輸出時，C=4 095(12 bit DAC)，選擇調(diào)制比為1∶5。綜合考慮，在最大輸出時，不能使DAC輸出到達運放的上軌，最低輸出時，DAC輸出應(yīng)高于運放的下軌，所以選取A0=C／2+200=2 248。對應(yīng)邏輯0，Ac=461；對應(yīng)邏輯1，Ac=1 844。根據(jù)上述原則計算出的正弦查找表如表1所示。

        實際使用時，應(yīng)根據(jù)使用DAC的解析度、運放的動態(tài)范圍以及采樣率及調(diào)制比確定上式中的參數(shù)。

4．2．3 DAC接口

        實際使用時應(yīng)根據(jù)DAC的不同，在FPGA中構(gòu)建不同的數(shù)字接口。MAX5712需要在FPGA實現(xiàn)一個SPI接口，結(jié)構(gòu)如圖4所示。接口控制部分提供一個16 b寫端口，可以接收數(shù)據(jù)。在寫使能wren為高時，接口上的數(shù)據(jù)寫入內(nèi)部并行保持寄存器。在LDAC脈沖的上升沿，并行寄存器THR的內(nèi)容寫入移位寄存器，同時啟動時鐘邏輯。在輸出時鐘作用下，數(shù)據(jù)從Dout輸出到DAC，在SPI_CS的后沿，DAC啟動轉(zhuǎn)換輸出與當(dāng)前編碼相匹配的模擬量。

4．2．4 交流調(diào)制方法

        把按照第4．2．1節(jié)方法生成的正弦查找表生成Altera mif文件，再例化一個M4K ROM，使用上述文件作為ROM的初始化文件。建立一個周期為10μs的定時器和一個地址計數(shù)器。地址計數(shù)器和定時器在B碼直流信號的變化沿復(fù)位，定時器溢出后啟動地址計數(shù)器?；蛘甙堰壿?對應(yīng)的查找表放在ROM的上半部，如果把邏輯1對應(yīng)的查找表放在ROM的下半部，且輸入的直流B碼信號作為地址的高位，則此時刻對應(yīng)的ROM輸出即為DAC的調(diào)制輸出，ROM查找表VHDL的代碼實現(xiàn)如下：

        其中：B為來自編碼器中IRIG-B的直流編碼；AQC為地址計數(shù)器；ddata為輸出到DAC的數(shù)字調(diào)制輸出。由于查找表是按照對正弦信號做100次等間隔采樣形成的，交流載波為1 kHz。所以AQC每隔10μs自加1，順序輸出100個編碼值，在B碼的每個變化邊沿復(fù)位。

        按上述方法設(shè)計的數(shù)字調(diào)制模塊，用示波器測得輸出波形如圖5所示。

        圖5中，通道1(從上至下第一個信號)為M12T輸出的100pps信號PPM12；通道2(從上至下第三個信號)為IRIG-B的直流編碼輸出信號；通道3(從上至下第二個脈沖)為從PPM12信號中恢復(fù)的每秒脈沖數(shù)信號；通道4(最下面的波形)為IRIG-B編碼的交流輸出波形。圖5中示波器的觸發(fā)點即為B碼參考點Pr。

4．3 IRIG-B編碼輸出

4．3．1 直流碼輸出

        為了保證輸出信號的邊沿和抗干擾，將第4．1節(jié)得到的TTL電平B碼信號和秒脈沖經(jīng)高速光耦隔離，輸出電路如圖6所示。

        圖6中，輸入信號IRIG-B為第4．1節(jié)所述FPGA編碼模塊輸出的直流編碼信號；pps為FPGA從M12T的100 pps信號中恢復(fù)的秒脈沖信號；D350和D351實現(xiàn)了TTL／RS485的電平轉(zhuǎn)換。

4．3．2 模擬調(diào)制電壓輸出

        IRIG-B編碼的交流碼輸出電路如圖6所示。將第4．2．3節(jié)所述數(shù)字調(diào)制信號通過DAC接口輸出到MAX5712上進行D／A轉(zhuǎn)換，經(jīng)過AD8601濾除高次諧波后，再用電容耦合到由晶體管Q301構(gòu)成的電壓放大器中，然后經(jīng)600∶600的隔離變壓器輸出。

5 結(jié) 語

        利用FPGA和M12T授時型GPS內(nèi)核構(gòu)成的IRIG-B編碼模塊采用M12T的100 pps信號觸發(fā)IRIG-B編碼器，使得編碼輸出的每個碼元上升沿均與GPS模塊嚴格一致，每個碼元間隔嚴格相等，而且每個碼元的上升沿均可作為同步參考點。利用FPGA的并發(fā)處理能力，使得系統(tǒng)實時性好。本文介紹的基于查找表的B碼編碼方法和通過查找表的數(shù)字調(diào)制方法具有占用資源小，設(shè)計簡單，調(diào)制輸出高次諧波小，信號邊沿穩(wěn)定等特點。

        經(jīng)過軟件仿真和系統(tǒng)測試。本文實現(xiàn)的B碼編碼器中DC碼參考點Pr和M12T GPS模塊的pps參考點的時間誤差小于20 ns。與絕對時間參考點之間的誤差小于40 ns，AC碼與DC碼之間的延遲為100 ns。利用上述方法實現(xiàn)的模塊已經(jīng)成功地應(yīng)用在我公司的通信管理機和同步時間服務(wù)器中，現(xiàn)場運行結(jié)果穩(wěn)定、準確、可靠。