1 前言

　　在任何一個(gè)高速高分辨率的模數(shù)轉(zhuǎn)換器中，高精度和快速比較器總是起著至關(guān)重要的作用。與其它種類的ADC 相比，流水線ADC 有著高速、高分辨率的特點(diǎn)。因此，它在電子系統(tǒng)中，有著廣泛的應(yīng)用。流水線ADC由許多子FLASHADC 構(gòu)成。流水線ADC 的特性中，特別是速度，功耗和失調(diào)電壓對(duì)整個(gè)電路有著很重要的影響。適合流水線的動(dòng)態(tài)比較器主要有三種：電阻分壓比較器、差分比較器和電容差分比較器[1]。但是他們可能消耗過(guò)多的功耗和較大的失調(diào)電壓。因此，前置運(yùn)放鎖存比較器的優(yōu)勢(shì)體現(xiàn)在3.5 位的子FLASHADC 或者更高分辨率的子FLASHADC 中。在考慮上面提及的因素后，本文給出了時(shí)間延遲、失調(diào)電壓和比較器的踢回噪聲的理論分析，并根據(jù)此分析，設(shè)計(jì)和優(yōu)化了比較器電路。

　　2 預(yù)放大鎖存比較器的工作原理

　　前置增益運(yùn)放鎖存比較器的原理是前置增益運(yùn)放放大輸入信號(hào)，被放大后的信號(hào)輸入到鎖存比較器，最后信號(hào)通過(guò)一個(gè)普通的RS 觸發(fā)器，得到最終比較結(jié)果。這種結(jié)構(gòu)結(jié)合了前置增益運(yùn)放對(duì)輸入信號(hào)負(fù)指數(shù)響應(yīng)和鎖存比較器對(duì)輸入信號(hào)正指數(shù)響應(yīng)的優(yōu)點(diǎn)。因此前置增益運(yùn)放鎖存比較器與其它鎖存比較器相比，有較小的傳輸?shù)难舆t。鎖存比較器的失調(diào)電壓除以預(yù)放大器的增益后折算到運(yùn)放的輸入端。因此，前置增益運(yùn)放比較器的失調(diào)電壓主要來(lái)自于預(yù)放大器。通過(guò)前置增益運(yùn)放比較器輸入端的踢回噪聲，在信號(hào)的比較階段混淆了輸入信號(hào)。沒(méi)有隔離電路可能導(dǎo)致采樣電路的不穩(wěn)定性和不精確的比較結(jié)果。因此在鎖存比較器輸入端和前置增益運(yùn)放的輸出端在之間需要一個(gè)隔離電路[2]。

　　3 電路的結(jié)構(gòu)

　　圖1 給出了前置增益運(yùn)放鎖存器的電路結(jié)構(gòu)。前置增益運(yùn)放有兩個(gè)差分對(duì)，分別由NM2，NM3，NM4 和NM5 組成。PM1，PM2，PM3，PM4 交叉相連形成一個(gè)正反饋回路，并且增大了前置放大器的增益。NM9，NM10，NM11，PM6，PM11 是開關(guān)。電路的工作流程為：當(dāng)Clk 為低的時(shí)候，鎖存比較器被復(fù)位，與此同時(shí)，Clk1 為高，鎖存比較器能夠接收到前置增益運(yùn)放的放大的信號(hào)。加載在NM2 和NM3 柵上的差分輸入信號(hào)，分別NM4 與NM5 柵上正相基準(zhǔn)電平和負(fù)相基準(zhǔn)電平相比較。兩端各自產(chǎn)生的差分電流，流過(guò)共柵級(jí)后，差分負(fù)載迫使它流過(guò)接在輸出兩端的電阻R1，產(chǎn)生一個(gè)電壓差（Vout+—Vout-），送到鎖存比較器的輸入端。當(dāng)Clk 為高電平是，鎖存比較器開始工作，差值（Vout+—Vout-）被交錯(cuò)連接的正反饋回路放大，直至穩(wěn)定，一直到低電平的Clk 的到來(lái)。

(a) 前置增益運(yùn)放

(b) 鎖存比較器

圖1 前置增益鎖存比較器

　　3.1 前置增益運(yùn)放鎖存比較器的失調(diào)電壓

　　前置增益運(yùn)放鎖存比較器結(jié)構(gòu)由帶正反饋的前置增益運(yùn)放和鎖存比較器組成，所以比較器的失調(diào)電壓主要由前置增益運(yùn)放和鎖存比較器的失調(diào)電壓組成。前置運(yùn)放放大了的差分信號(hào)用來(lái)出發(fā)鎖存比較器，并且電路的正反饋提高了比較器的速度，增益也提高了。前置運(yùn)放的失調(diào)電壓Vos1 主要是由于NM2，NM3，NM4 和NM5 的不匹配造成的。根據(jù)文獻(xiàn)[3]的分析方法，可以得到這樣的式子[3][4]，

　　公式（1）中，

，

　　而Vos2 主要由PM7，PM8，PM9，PM10 失配以及PM6 與PM12 關(guān)斷引入的失配引起的電荷Q 所組成的，表達(dá)式為，

　　因此，總體的失調(diào)電壓為，

　　根據(jù)公式（5），只要Av 足夠的大，那么整個(gè)比較器的運(yùn)放的失調(diào)就可以認(rèn)為主要由前置增益運(yùn)放的失調(diào)電壓Vos1 造成的。

　　在公式（1）~（5）中，Avtn, Avtp, n Ab , 和p Ab 是與工藝相關(guān)的常數(shù)，和是前置運(yùn)放負(fù)載晶體管的失調(diào)電壓，和是輸入晶體管的失調(diào)電壓，因此加大晶體管的面積可以得到較小的失調(diào)電壓。但是，這種方法將加大版圖的面積以及寄生電容，而且也會(huì)降低比較器的速度。其實(shí)不用增大所有管子的面積，就可以減小比較器的失調(diào)電壓。根據(jù)公式（5），可以增大增益Av 來(lái)減小Vos2 對(duì)比較器的失調(diào)影響。根據(jù)公式（1），可采用減小Vos1的方法如下：1）增大Av，用來(lái)減小NM2 和NM3 的失配對(duì)Vos1 的影響；2）適量的增加NM2 和NM3 的面積，以減小閾值電壓的失配對(duì)Vos1 的影響。

　　圖2 為比較器的版圖。版圖的左邊為前置運(yùn)放的版圖，右邊為鎖存比較器的版圖。為了減小由于版圖的失配帶來(lái)的比較器的輸入電壓，前置運(yùn)放和鎖存比較器分別采用對(duì)稱結(jié)構(gòu)，增加比較器的對(duì)稱性。

圖2 比較器的版圖

　　3.2 踢回噪聲

　　在前置運(yùn)放的輸出端和鎖存比較器的輸入端之間需要一個(gè)隔離電路來(lái)減小踢回噪聲[2]。在鎖存比較器的兩個(gè)輸入端的晶體管的前面，分別加上一個(gè)PMOS管（PM6，PM11）作為開關(guān)管，晶體管的共柵電壓用來(lái)控制信號(hào)。因此，踢回噪聲對(duì)整個(gè)前置增益運(yùn)放鎖存比較器的影響就顯著的減小了。

　　3.3 傳輸延遲時(shí)間的改善

　　有兩種方法減小傳輸比較器的延遲：1）降低前置增益運(yùn)放的時(shí)間常數(shù)；2）加大前置增益運(yùn)放的A(s)[5][6]。

　　圖3 為前置增益運(yùn)放的交流小信號(hào)等效模型。根據(jù)圖3，可得到等式(6)，(7)

圖3 前置增益運(yùn)放的小信號(hào)等效模型

　　在上面的式子中，Av(0)為前置增益運(yùn)放的直流小信號(hào)增益，Rout 是運(yùn)放的等效輸出阻抗， c t 為時(shí)間常數(shù)。R1 可以通過(guò)工作在深線性區(qū)的PMOS 管來(lái)代替，表達(dá)式為，

　　根據(jù)公式(6)(7)，減小R1 可以使得 c t 減少，從而使響應(yīng)速度指數(shù)增加，但是，同時(shí)減小R1，也使得Av(0)變小，從而使得響應(yīng)速度線性下降。由此可見(jiàn)，與Av(0)相比， c t 對(duì)延遲時(shí)間的影響要顯著多。因此，在設(shè)計(jì)時(shí)，對(duì)Av(0)要有個(gè)合理的設(shè)置。

　　4 模擬仿真與結(jié)果分析

　　在Cadence Composer 環(huán)境，使用Spectre 對(duì)本文的比較器進(jìn)行仿真。時(shí)鐘的模擬頻率為100MHz，電源電壓為3.3v，模擬的條件為Typical。

　　在圖4 中，Vin+和Vin-為差分三角波信號(hào)，頻率為2.5MHz，峰-峰值為1.455v~1.855v。Vref+和Vref-為差分直流信號(hào)，它們的差值為31.25mv，4 位子FlashADC 的1/2LSB。信號(hào)的共模電壓為1.65v。V+和V-分別為鎖存比較器的正負(fù)端輸出，Vout+和Vout-分別為最終輸出的正端和負(fù)端。從圖4可以看出當(dāng)Vin+和Vin-的差值小于1/2LSB 時(shí)，Vout+和Vout-的電壓值發(fā)生翻轉(zhuǎn)。圖5為圖4的局部放大圖，可以看出傳輸比較器的延遲為680ps。在這種情況下整個(gè)電路消耗0.29mw 的功耗。

圖4 比較器的仿真波形

圖5 圖4的局部放大圖

　　表1 中，前置增益動(dòng)態(tài)比較器，電阻分配比較器（0.35um 和0.5um）、差分對(duì)比較器和電荷分配型比較器的性能進(jìn)行總結(jié)。從表1中，可以看出與其它比較器相比，前置增益運(yùn)放動(dòng)態(tài)比較器擁有最低的功耗和失調(diào)電壓。

表1 五種比較器的性能[1]

　　5 結(jié)論

　　本文介紹了一種高速電壓比較器，采用了前置增益運(yùn)放鎖存比較器。根據(jù)仿真結(jié)果，比較器在100MHz 的采樣頻率下消耗0.29mw 的功耗，并且具有6.5mv的低失調(diào)電壓。因此，此比較器較適合用于流水線ADC。

　　本文作者的創(chuàng)新點(diǎn)：采用前置增益運(yùn)放鎖存的結(jié)構(gòu)并結(jié)合版圖，減小了失調(diào)電壓；增加了隔離電路，減小了踢回噪聲；分析了前置增益運(yùn)放，改善了傳輸延遲時(shí)間。

　　參考文獻(xiàn)：

　　[1] Sumanen L, WaltariM, Hakkarainen V. CMOS dynamic comparators for pipeline A/D converters[A].IEEE Int Circ and Syst Symp[C].2002.Vol.5:157-160.

　　[2] Figueiredo P M,Vital J C.Low kickback noise techniques for CMOS latched comparators[A].IEEE Int Circ and Syst Symp[C].Vancouver Canada.2004.I-537-540.

　　[3] Gray P R，Hurst P J．Analysis and design of analog integrated circuits FM]．New York：John Wiley& Sons，Inc．2001．

　　[4] Pelgrom MJM,Duinmaijer ACJ,Welbers APG,et al.Matching properties of MOS transistors.IEEE J Solid-State Circuits,1989,24(5):1433

　　[5] KY Kim, N. Kusayanagi, and A Abidi, A 10-b 100-MS/s CMOS A/D Converter, IEEE Journal of Solid-State Circuits, 32(3), 1998, 302-311.

　　[6] 劉濤，楊文榮，冉峰，王坤，鄧霜。一種高速高分辨率C M O S比較器[z]，微計(jì)算機(jī)信息，2006,04:209-211