簡介

　　過去幾十年來，無線系統(tǒng)通道數(shù)和帶寬一直穩(wěn)步增長。對數(shù)據(jù)速率和系統(tǒng)整體性能的要求成為這些現(xiàn)代電信、雷達(dá)和儀器儀表系統(tǒng)發(fā)展的驅(qū)動因素。但與此同時，這些要求也加大了電源封裝和系統(tǒng)的復(fù)雜度，使功率密度和組件級別的功能變得更為重要。

　　為打破其中的一些限制，半導(dǎo)體行業(yè)將更多的通道整合到同一個硅封裝中，借此降低每個通道的功率要求。此外，半導(dǎo)體公司還將更復(fù)雜的功能整合到數(shù)字前端，簡化了過去在專用集成電路（ASIC）或現(xiàn)場可編程門陣列（FPGA）結(jié)構(gòu)中才能實現(xiàn)的片外硬件設(shè)計。這些功能既包括濾波器、下變頻器或數(shù)控振蕩器（NCO）等通用組件，也有更復(fù)雜的特定應(yīng)用操作。

　　信號調(diào)節(jié)和校準(zhǔn)問題僅在開發(fā)多通道系統(tǒng)時才變得較復(fù)雜。這種架構(gòu)可能需要每個通道有獨(dú)立的濾波器或其它數(shù)字信號處理（DSP）模塊，從而轉(zhuǎn)變成對節(jié)能更為重要的強(qiáng)化型DSP。

　　本文介紹了使用16通道發(fā)射和16通道接收子陣列的實驗結(jié)果，其中所有發(fā)射和接收通道都使用數(shù)字轉(zhuǎn)換器集成電路（IC）中的強(qiáng)化型DSP模塊來校準(zhǔn)。與其它架構(gòu)相比，這個多通道系統(tǒng)在尺寸、重量和功率上都更有優(yōu)勢。對比該系統(tǒng)的FPGA資源利用率后可發(fā)現(xiàn)，強(qiáng)化型DSP模塊為多通道平臺的設(shè)計人員解決了重大挑戰(zhàn)。

　　數(shù)字信號處理模塊

　　真實信號，無論是用來合成還是接收，都需要一定程度的分析或處理，才能共同滿足任何應(yīng)用所需的性能。信號鏈幅度衰減或平坦度的常見補(bǔ)償辦法是借助補(bǔ)償濾波器。圖1是增益和平坦度補(bǔ)償濾波器的示例，設(shè)計用于校正給定頻段內(nèi)的缺陷，從而為下游應(yīng)用創(chuàng)建更理想的響應(yīng)。

　　圖1.ADC的頻率幅度平坦度響應(yīng)可通過數(shù)字濾波來改善

　　對多通道系統(tǒng)而言，此處理必須能夠獨(dú)立控制每個通道，讓通道彼此獨(dú)立地運(yùn)行。因此，該系統(tǒng)使用的是獨(dú)立的DSP模塊，可進(jìn)行通道的相位和幅度對齊，還可在目標(biāo)通帶內(nèi)獲得平坦增益。由于每個通道和系統(tǒng)都是唯一的，DSP必須針對配置、環(huán)境和硬件組合專門調(diào)諧。

　　數(shù)字上/下變頻器模塊

　　本文的結(jié)論主要依賴單芯片DAC和ADC中配置的數(shù)字上變頻器（DUC） DSP模塊和數(shù)字下變頻器（DDC） DSP模塊。圖2是DUC和DDC框圖示例，說明了這些數(shù)據(jù)通道常用的內(nèi)部結(jié)構(gòu)。這些DUC和DDC模塊有許多用途：

　　·與數(shù)字接口的數(shù)據(jù)速率相比，內(nèi)插（DUC）和抽?。―DC）轉(zhuǎn)換器的采樣速率。

　　·轉(zhuǎn)化即將合成的DAC數(shù)據(jù)（DUC）和數(shù)字化ADC數(shù)據(jù)（DDC）的頻率。

　　·將接口的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)發(fā)射導(dǎo)向基帶處理器（BBP）。

　　·為每個通道實現(xiàn)數(shù)字增益，產(chǎn)生更接近系統(tǒng)滿量程值的碼值。

　　·支持注入簡單的數(shù)字音調(diào)，無需數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)鏈路，便能簡化系統(tǒng)快速啟動。

　　·將每個通道的相位對齊通用基準(zhǔn)。

　　我們往往希望卸載到轉(zhuǎn)換器或從轉(zhuǎn)換器卸載的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)速率與轉(zhuǎn)換器的采樣速率不同，從而降低系統(tǒng)功耗，提高系統(tǒng)的整體靈活性。因此，通常會部署數(shù)字上變頻器和下變頻器模塊。DUC模塊使來自BBP的發(fā)射波形數(shù)據(jù)能夠以低于DAC采樣速率的速率發(fā)射，因此也支持DAC以更高的速率合成內(nèi)插波形數(shù)據(jù)（見圖2頂部的內(nèi)插子模塊）。同樣地，DDC模塊使接收輸入在抽取前以更高速度的ADC采樣速率數(shù)字化，之后再以更低的數(shù)據(jù)速率發(fā)送到BBP（見圖2底部的抽取子模塊）。

　　此外，與通過數(shù)字接口發(fā)送到BBP或從BBP發(fā)送出的信號相比，頻率轉(zhuǎn)換在數(shù)字域內(nèi)常用于合成或分析更高頻率的模擬信號。許多系統(tǒng)都在DUC和DDC中采用復(fù)值NCO，目的就是為了實現(xiàn)這種頻率轉(zhuǎn)換，如圖2所示。NCO可被認(rèn)為是數(shù)字信號生成器，它能提供等同于本振（LO）的信號，當(dāng)信號被發(fā)送到同樣在DUC/DDC中的數(shù)字混頻器中時，可以提高發(fā)送到DAC的發(fā)射波形頻率（和DUC的情況一樣），或降低從ADC發(fā)出的接收波形頻率（和DDC情況一樣）。當(dāng)數(shù)字頻率轉(zhuǎn)換發(fā)生時，DDC內(nèi)這些數(shù)字混頻器的輸出往往變成復(fù)值，使得同相位（I）和正交相位（Q）信號沿著最終連接到單獨(dú)ADC采樣實值數(shù)據(jù)的單一數(shù)字通道傳輸。同樣地，到達(dá)DUC數(shù)字增益模塊數(shù)字混頻器的輸入復(fù)值信號在輸出端變成實值，然后簽發(fā)到單獨(dú)DAC，合成實值信號。

　　圖2.DUC和DDC模塊提供目前轉(zhuǎn)換器IC中許多有用的DSP功能

　　此外，DUC和DDC還使用戶能夠在轉(zhuǎn)換器的瞬時帶寬內(nèi)獲得多個數(shù)字通道。結(jié)果就是BBP能夠合成和/或分析比子陣列本身的轉(zhuǎn)換器數(shù)量還要多的數(shù)據(jù)流。因此，如果兩個窄通道彼此隔得很遠(yuǎn)，就需要能提供更好的信號合成或分析能力的系統(tǒng)。

　　正如圖2所示，數(shù)字增益模塊也經(jīng)常出現(xiàn)在DUC和DDC中。數(shù)字增益通過向子模塊中另一個數(shù)字混頻器的輸入提供靜態(tài)數(shù)字碼值來實現(xiàn)。利用這個功能，用戶獲得的碼值更接近數(shù)字接口位數(shù)所提供的滿量程值。同樣地，只要向數(shù)字混頻器的一個端口提供連續(xù)靜態(tài)碼值，便可注入直流偏移連續(xù)波（CW）波信號，而非基帶數(shù)據(jù)。這樣用戶就能通過DAC將發(fā)射CW波輕松合成至模擬域，無需通過BBP建立JESD204B或JESD204C數(shù)據(jù)鏈路。

　　此外，相位偏移模塊經(jīng)常部署在NCO的輸出，如圖2所示。這些相位偏移可按照系統(tǒng)內(nèi)的通用基線參考來校正通道間相位偏差。由于每個DUC和DDC都有自己的NCO，因此只需針對給定的NCO頻率來偏移一個確定量的NCO相位，便可實現(xiàn)系統(tǒng)每個通道的相位對齊。這樣一來，在使用時遇到可用的多芯片同步算法時，所有通道間的確定性相位關(guān)系可通過這些NCO相位偏移進(jìn)行校正1。 圖3顯示了實現(xiàn)相位對齊（通過嚴(yán)格為每個接收數(shù)據(jù)通路設(shè)置所需的NCO相位偏移值）前后，16通道同時接收I/Q數(shù)據(jù)采集的實驗結(jié)果。請注意，這些數(shù)字校正還校正了每個通道前端網(wǎng)絡(luò)中的射頻和微波損耗。

　　可編程有限脈沖響應(yīng)濾波器

　　盡管NCO輸出相位偏移模塊可被用于單一頻率的相位對齊，子陣列校準(zhǔn)則經(jīng)常要求對整個目標(biāo)頻帶進(jìn)行相位對齊。此外需要幅度均衡，即所有通道名義上擁有相對于通用基準(zhǔn)通道的相同幅度，還需要幅度增益平坦化，即所有通道擁有相對于頻率的恒定幅度響應(yīng)。

　　為達(dá)到寬帶相位和幅度校正，通常還部署另一種DSP模塊。這種模塊被稱為有限脈沖響應(yīng)濾波器（FIR）2。 FIR濾波器是一種數(shù)字濾波器，被大量用在DSP上，其系數(shù)決定了輸入數(shù)字信號的幅度和相位響應(yīng)。允許更改這些系數(shù)的系統(tǒng)被視為可編程FIR濾波器（pFIR），用戶可根據(jù)每個通道生成自己需要的幅度和相位響應(yīng)。

　　運(yùn)用pFIR實現(xiàn)通道幅度對齊和增益平坦化

　　圖4是用于展示寬帶幅度和相位對齊以及增益平坦化的系統(tǒng)的高級框圖。該系統(tǒng)采用了四個數(shù)字化IC，各包含四個發(fā)射和四個接收模擬通道，或者八個發(fā)射和八個接收數(shù)字通道。當(dāng)使用系統(tǒng)內(nèi)的所有四個數(shù)字化IC時，總共可實現(xiàn)16個發(fā)射和16個接收模擬通道，或者32個發(fā)射和32個接收數(shù)字通道。單獨(dú)的鎖相環(huán)（PLL）頻率合成器IC用于給每個數(shù)字化IC提供轉(zhuǎn)換器采樣時鐘信號。此外，時鐘緩沖器IC用于提供多片同步算法所需的數(shù)字參考和系統(tǒng)參考時鐘1。 該系統(tǒng)起初配置在S頻段，設(shè)定NCO頻率，所有發(fā)射和所有接收通道的模擬信號頻率都在同樣的2.7GHz。所用的DAC采樣速率是12 GSPS，平臺會在第一奈奎斯特區(qū)合成發(fā)射通道。ADC采樣速率為4 GSPS，平臺會在第二奈奎斯特區(qū)采集接收通道。

　　圖3.實驗結(jié)果表明了16個接受通道的I/Q同時采集，利用數(shù)字化儀IC上的

　　DDC模塊提供的復(fù)雜NCO相位偏移嚴(yán)格進(jìn)行相位對齊（而非幅度對齊）。

　　圖4.這個高級系統(tǒng)框圖用于證明多通道相位和幅度均衡/平坦度

　　如圖5所示，用連接的16發(fā)射/16接收校準(zhǔn)板將組合通道發(fā)射信號準(zhǔn)確地回送到每個單獨(dú)的接收通道，以便同時采集所有接收通道。系統(tǒng)的PLL頻率合成器再通過自身相位調(diào)整模塊對齊，發(fā)射通道和接收通道則使用DUC和DDC各自提供的NCO相位偏移模塊粗略對齊。這樣一來，子系統(tǒng)相位大致與校準(zhǔn)頻率對齊，見圖3所示曲線，但未實現(xiàn)任何幅度對齊。盡管本文采用了16發(fā)射/16接收校準(zhǔn)板，用電氣方法對齊系統(tǒng)，但還可通過系統(tǒng)校準(zhǔn)反射器以無線方式獲得類似的配置，這也有助于校正任何天線通道間異常。

　　如圖4所示，96抽頭pFIR濾波器位于每個ADC的輸出，這樣每個ADC通道的相位和幅度響應(yīng)可在整個ADC采樣速率的頻率范圍內(nèi)彼此對齊。因此可將pFIR放在ADC和DDC模塊之間。這樣數(shù)字接口的數(shù)據(jù)速率就不同于pFIR的速率，所以需要知道系統(tǒng)頻率轉(zhuǎn)換和速率抽取的程度，以便采用pFIR進(jìn)行通道幅度對齊。由于本文在每個ADC的輸入端采集實際數(shù)據(jù)，pFIR輸入為實值。此外，系統(tǒng)設(shè)計是可配置的，這樣每個ADC對的一個pFIR模塊就是已部署的解決方案，如圖4中的雙重實際模塊所示。這也允許在兩個獨(dú)立的ADC中使用I/Q復(fù)雜輸入，從而支持系統(tǒng)對齊。

　　為實現(xiàn)系統(tǒng)內(nèi)通道的幅度對齊和幅度平坦化，將寬帶掃頻波形載入每個發(fā)射通道，使得系統(tǒng)的I/Q帶寬中包含所有頻率。這樣用戶就能確定系統(tǒng)數(shù)據(jù)速率內(nèi)所有頻率的頻率誤差響應(yīng)。然后，在抽取的I/Q數(shù)據(jù)速率下獲得基線數(shù)據(jù)采集。本文的結(jié)論使用的是4 GSPS的ADC采樣速率和250 MSPS的I/Q數(shù)據(jù)速率。這樣每個發(fā)射NCO頻率設(shè)置為2.7 GHz，每個接收NCO頻率設(shè)置為1.3 GHz，原因是頻率從第二奈奎斯特區(qū)折疊到第一奈奎斯特區(qū)?；€數(shù)據(jù)利用MATLAB?系統(tǒng)接口采集，針對增益平坦化Rx0計算每個通道的幅度和相位誤差響應(yīng)，這樣所有接收通道收到的最大值就是整個I/Q頻段的理想接收輸入。圖6顯示了系統(tǒng)內(nèi)16個接收通道中四個通道的相位和幅度誤差響應(yīng)。注意圖6左側(cè)，NCO相位偏移主要校正每個接收通道的相位誤差，但正如圖6右側(cè)所示，系統(tǒng)中的幅度誤差仍在。剩余的12個接收通道也有同樣的誤差響應(yīng)。另外應(yīng)注意，不僅接收幅度不同于Rx0，如果不使用其它校準(zhǔn)技術(shù)，幅度平坦度也很差。這些異常是在ADC前端網(wǎng)絡(luò)中使用模擬濾波器時故意引入的，以便證明幅度平坦度和均衡。

　　圖5.測試設(shè)置了輸出發(fā)射（紅色）信號，然后利用連接的16發(fā)射/16接收校準(zhǔn)板組合所有發(fā)射信號。再將組合后的信號進(jìn)行均勻拆分，并回送到每個接收（橙色）通道。16發(fā)射/16接收校準(zhǔn)板位于圖片頂部，與本文使用的獨(dú)立Quad-MxFE?平臺對接。PLL/頻率合成器信號（綠色）經(jīng)過調(diào)整后可校正平臺上故意引入的熱損害。

　　圖6.每個通道相對于增益平坦Rx0的相位/幅度誤差響應(yīng)有助于確定pFIR濾波器設(shè)計

　　因此，為改進(jìn)幅度對齊和幅度平坦度，根據(jù)每個通道相對于增益平坦Rx0的復(fù)值誤差響應(yīng)設(shè)計實值96抽頭任意幅度和相位pFIR。應(yīng)注意，pFIR設(shè)計算法更注重較窄目標(biāo)I/Q波段的誤差響應(yīng)。但是，完整的pFIR設(shè)計覆蓋更廣的全速率ADC奈奎斯特區(qū)，強(qiáng)制處于250 MHz子帶以外的區(qū)域使用統(tǒng)一的通帶響應(yīng)。因此，本文中，集中在接收NCO頻率（1.3 GHz）的250 MHz子帶對pFIR設(shè)計而言比奈奎斯特區(qū)的剩余頻率更重要。這些pFIR采用MATLAB中DSP System Toolbox的濾波器設(shè)計功能，但同樣的算法也可用到現(xiàn)場系統(tǒng)的強(qiáng)化型數(shù)字電路中。圖7顯示了本文實例所用16個接收通道中兩個通道的96抽頭pFIR濾波器。剩下來的14個接收通道的pFIR設(shè)計相似。圖8顯示了針對子陣列中所有16個接收通道設(shè)計在全奈奎斯特區(qū)的pFIR幅度和相位響應(yīng)。

　　必須注意，pFIR設(shè)計算法通常使用介于0到1之間的連續(xù)值系數(shù)空間。但是，硬件要求量化這些持續(xù)值系數(shù)，且必須位于系統(tǒng)可用的特定位寬內(nèi)。系統(tǒng)為pFIR系數(shù)空間采用不同的位寬，這樣一來，一些系數(shù)是16位，一些是12位，還有一些只有6位。此外，12位系數(shù)必須在16位系數(shù)的旁邊。如圖7中的系數(shù)值所示，只有更大值的系數(shù)需要16位，更小值的系數(shù)只需要6位。但是，只要對理想的濾波器系數(shù)進(jìn)行量化，都要引入量化誤差，應(yīng)注意最小化本文中的這種量化誤差，設(shè)計的系數(shù)仍需擬合可用的系數(shù)空間。

　　量化完成后，借助數(shù)字化儀IC應(yīng)用程序編程接口（API）功能，將pFIR系數(shù)載入每個通道。本文通過API使用串行外設(shè)接口（SPI）通信來修改每個通道的系數(shù)。但如果有必要，也可以使用專用的通用輸入/輸出接口（GPIO）信號在不同系數(shù)庫間進(jìn)行更快切換。

　　圖7.單獨(dú)96抽頭pFIR旨在提供子陣列內(nèi)的增益平坦和幅度對齊

　　圖8.針對所有接收通道設(shè)計的pFIR頻率響應(yīng)顯示了每個通道應(yīng)用的校準(zhǔn)響應(yīng)

　　圖9.為每個接收通道部署pFIR改進(jìn)了相對于Rx0的幅度均衡和幅度平坦度

　　最后，獲得后續(xù)接收數(shù)據(jù)采集，同時啟用pFIR來分析pFIR設(shè)計的有效性。圖9頂部顯示了啟用pFIR前的結(jié)果。應(yīng)注意，在幅度均衡步驟前，16個接收通道在感興趣的頻率范圍內(nèi)有不同的幅度和相位。還應(yīng)注意，八個接收通道的幅度平坦度響應(yīng)與另外八個的不同。但在為每個接收通道設(shè)計和啟用pFIR后，如圖9最下方所示，所有接收通道的幅度在名義上實現(xiàn)了I/Q帶寬內(nèi)的幅度均衡、幅度平坦以及相位對齊。幅度和相位均衡還可以通過更精細(xì)的pFIR設(shè)計實現(xiàn)改進(jìn)，但這超出了本文的范圍。

　　數(shù)字化元件資源消耗與FPGA資源消耗

　　如上所述，片上強(qiáng)化型pFIR在抽取階段前就存在于ADC數(shù)據(jù)通路中。正如演示的，這些pFIR為用戶提供了重要的應(yīng)用靈活性，但由于這個功能被卸載到數(shù)字化IC本身，因此它還使開發(fā)人員能夠大大減少FPGA資源。問題就變成：為什么要在數(shù)字化IC上而不是在FPGA的硬件描述語言（HDL）結(jié)構(gòu)中使用強(qiáng)化型pFIR？這可以從幾個方面來回答：資源減少、設(shè)計復(fù)雜性和功耗。

　　無論關(guān)注的領(lǐng)域是什么，資源減少向來都是一個重要的話題。數(shù)字化IC已經(jīng)創(chuàng)建并安裝了強(qiáng)化型pFIR模塊。在FPGA中，可以從DSP分片上建立FIR濾波器，這些DSP分片包含特定的FPGA構(gòu)造元件，意在提供DSP功能。FPGA DSP分片不同于傳統(tǒng)的邏輯門，比如觸發(fā)器，它會單獨(dú)計入FPGA資源利用率。要確定pFIR應(yīng)用于數(shù)字化IC還是FPGA，F(xiàn)PGA的利用率——特別是DSP分片的利用率——變得至為重要。為了作對比，所選的VCU118平臺包含一個由6840個DSP分片組成的XCVU9P Virtex? Ultrascale+? Xilinx? FPGA。雖然DSP分片的數(shù)量已經(jīng)相當(dāng)可觀，但在確定結(jié)構(gòu)中到底要放置多少個濾波器時，還必須考慮通道的數(shù)量。

　　為此，必須知道濾波器所需的輸入采樣速率。表1顯示了在FPGA上合成一個FIR設(shè)計時所需的估計資源數(shù)量，針對的是能映射潛在數(shù)字化IC數(shù)據(jù)通道配置的幾個應(yīng)用場景。這些為每個濾波器估計的資源來自Xilinx LogiCORE? IP FIR Compiler 7.2模塊摘要。為了查看這個概要，向Xilinx Vivado? Design Suite 2018.2創(chuàng)建的簡化MicroBlaze?設(shè)計添加了濾波器，如圖10所示。250 MSPS和1 GSPS速率的情況是FIR將使用從變頻器抽取的數(shù)據(jù)來運(yùn)行，而4 GSPS的情況則是假設(shè)數(shù)據(jù)直接來自變頻器的未抽樣輸入。每個FIR濾波器的運(yùn)行速度為250 MHz，以便模擬FIR濾波器在基帶數(shù)據(jù)通道中的運(yùn)行速度，并且包含96個16位可重載系數(shù)。

　　鑒于XCVU9P FPGA的利用率，很顯然必須要用一個更大的FPGA，比如XCVU13P（包含12,288個DSP分片），來包含所有需要的濾波器。對于4 GSPS FIR濾波器這種情況，需要至少兩個XCVU13P設(shè)備來分擔(dān)所有濾波器的資源負(fù)載，這相應(yīng)地減少了設(shè)計成本。相比之下，上文提到的用于強(qiáng)化型DSP pFIR部署的全部16個通道需要的所有濾波器全部包含在數(shù)字化IC本身中，目的是為了降低系統(tǒng)設(shè)計方法的復(fù)雜性。

　　表1.提高FIR采樣速率導(dǎo)致FPGA資源利用率超出現(xiàn)有能力，顯著增加了系統(tǒng)功耗

　　圖10.具有一個FIR濾波器的MicroBlaze設(shè)計在FPGA中啟用以確定資源利用率

　　FPGA中FIR的另一個主要問題是設(shè)計的復(fù)雜性，這與DSP分片資源利用率高有關(guān)?？紤]如何構(gòu)建濾波器。在硅片上，濾波器的設(shè)計被固定在芯片的單個位置，但系數(shù)和權(quán)重可以通過數(shù)字方式改變，從而實現(xiàn)一個相對靜態(tài)的執(zhí)行。在FPGA結(jié)構(gòu)中，F(xiàn)IR濾波器設(shè)計規(guī)定了那些DSP分片在芯片不同區(qū)域的布線。這意味著隨著濾波器的增加或變動，會消耗FPGA更多的區(qū)域，DSP分片之間的布線連接也變得越來越具有挑戰(zhàn)性。其次，擴(kuò)展FIR濾波器設(shè)計可能會影響FPGA設(shè)計其余部分的布線，這會使時序關(guān)鍵布線變得很難，雖然在某些情況下并非不可能。

　　數(shù)字化元件功耗與FPGA功耗

　　行業(yè)總體趨勢是提高變頻器的采樣速率和多通道集成，這往往要求系統(tǒng)架構(gòu)師在整體設(shè)計中實施DSP模塊時能分析系統(tǒng)功耗。過去這些DSP模塊通過可編程邏輯來實施，如FPGA中可看到的。但是，在FPGA內(nèi)實施可配置模塊通常會產(chǎn)生過多的整體系統(tǒng)功耗。

　　為了嘗試直接比較兩個系統(tǒng)，我們?yōu)閂CU118創(chuàng)建了幾個簡單的參考設(shè)計，目的是為了確定基于FPGA的濾波器方法在實際場景中功耗的相對差異。之所以選擇VCU118，因為當(dāng)時它在Xilinx直接提供和支持的評估系統(tǒng)中擁有最多的DSP?；赩CU118，針對每個FIR輸入采樣速率創(chuàng)建了兩個Vivado項目：一個有濾波器，一個沒有。對于250 MHz和1 GHz這兩種情況，在設(shè)計中插入了八個FIR濾波器，如圖10所示。在4 GHz情況中，由于資源利用率高，設(shè)計中只插入了兩個FIR濾波器。每個濾波器使用輸出Xilinx LogiCORE DDS Compiler 6.0模塊饋送，以便確保使用的是有效數(shù)據(jù)。另外必須注意，在合成后要檢查RTL，以便驗證設(shè)計中保留了濾波器，確保它們沒有被優(yōu)化掉。在針對每個采樣速率的第二個設(shè)計中，濾波器被移除，但所有其他IP模塊保留。

　　實施后啟動設(shè)計，采用電流測量創(chuàng)建一個相對功率偏差，以便隔離濾波器所需的額外功率。濾波器的電流消耗見表2每個濾波器的測量功率一欄。再通過設(shè)計中為數(shù)量有限的濾波器（八個濾波器用于250 MHz和1 GHz，以及兩個濾波器用于4 GHz）采集的數(shù)據(jù)推算出所有濾波器的總功耗。這個偏差是對比的基本單位，用于擴(kuò)展到VCU118無法實施，但數(shù)字化儀IC可以實施的不同配置。作者認(rèn)為，這對FPGA來說相對公平或可能有利，因為一個實際系統(tǒng)的功耗不可能會線性擴(kuò)展。最后，將結(jié)果與Xilinx功耗估計器（XPE）工具為各種濾波器生成的功耗估值進(jìn)行對比3。功耗估值遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于推測的結(jié)果，但這也說明利用率提高造成的功耗是非線性增長的。

　　為了比較FPGA中FIR和數(shù)字化儀IC中的強(qiáng)化型pFIR的功耗，我們將簡單的濾波器設(shè)計測量的結(jié)果與多通道系統(tǒng)的實際電流消耗進(jìn)行了比較，多通道系統(tǒng)使用數(shù)字化儀IC上的強(qiáng)化型pFIR DSP模塊。包括所有前端網(wǎng)絡(luò)和時鐘電路在內(nèi)，使用未啟用強(qiáng)化型pFIR的數(shù)字化儀IC平臺的總系統(tǒng)功耗大約為98.40 W。如果所有16個強(qiáng)化型pFIR都啟用，使用數(shù)字化儀IC平臺的總系統(tǒng)功耗大約是104.88 W。因此，在多通道平臺使用強(qiáng)化型pFIR導(dǎo)致的功耗偏差總共約為6.48 W，包括了數(shù)字化儀IC系統(tǒng)上的所有16個接收通道。強(qiáng)化型pFIR直接接收來自ADC的數(shù)據(jù)，其運(yùn)行速度必須為當(dāng)前一代的ADC采樣速率（4 GSPS）。

　　表2.提高FIR采樣速率會導(dǎo)致系統(tǒng)功耗增加

　　圖11.數(shù)字化儀IC中的強(qiáng)化型DSP模塊改善了系統(tǒng)級功耗

　　但將這種功耗與假設(shè)有16個4 GSPS FPGA FIR的功耗作對比有點(diǎn)不切實際，因為對單個Virtex Ultrascale+系列FPGA而言，其資源利用率不可能很高。因此，將250 MSPS速率的FPGA FIR與強(qiáng)化型4 GSPS pFIR作對比，表2和圖11顯示了32個FPGA FIR（16個I FIR和16個Q FIR）的功耗是2.40 W。FPGA中的濾波器的運(yùn)行速度比強(qiáng)化型數(shù)字化儀IC DSP模塊中的慢16倍多，但FPGA的功耗仍是強(qiáng)化型數(shù)字化儀IC功耗的0.37倍。將32個1 GSPS FPGA FIR與強(qiáng)化型4 GSPS pFIR相比，F(xiàn)PGA FIR的功耗約為7.04 W（其功耗要比強(qiáng)化型pFIR的高得多），運(yùn)行速度則比強(qiáng)化型pFIR的慢4倍。將16個4 GSPS FPGA FIR與16個強(qiáng)化型4 GSPS pFIR作比較，F(xiàn)PGA的功耗是這個系統(tǒng)配置的2倍。總之，圖11表明數(shù)字化儀IC中強(qiáng)化型pFIR的功耗要低于相應(yīng)的FPGA FIR濾波器的。此外，強(qiáng)化型pFIR降低了FPGA DSP片的利用率，這也降低了設(shè)計的復(fù)雜性和總功耗。利用更高速率的濾波器拓寬了250 MSPS濾波器數(shù)據(jù)速率不可能降低時的寬帶應(yīng)用場景。

　　最后要考慮的一個因素是在過度依賴FPGA資源的設(shè)備中（如數(shù)字化儀IC AD9081）利用強(qiáng)化型DSP的可擴(kuò)展性。在許多應(yīng)用中使用16個通道，也許只是最終系統(tǒng)的一個小子陣列。對許多利用強(qiáng)化型DSP（如AD9081中）的系統(tǒng)集成商而言，與通過增加FPGA資源拓展后端處理相比，可以得到更靈活的規(guī)模級解決方案以及更簡單的信號鏈。關(guān)于這個爭論，作者主要考慮了擁有中央處理模型的系統(tǒng)，其中所有數(shù)據(jù)最終必須聚集到單個FPGA中。在這種情況下，隨著通道規(guī)模的擴(kuò)大，向更多的數(shù)據(jù)變頻器增加內(nèi)置濾波功能就需要更多的SERDES線路，從架構(gòu)方面看，管理很簡單，因為并不需要更多FPGA資源。沒有這些強(qiáng)化型DSP功能，系統(tǒng)集成商就需要連接多個FPGA，以便針對同樣的應(yīng)用獲得必要的資源，情況會非常復(fù)雜。

　　結(jié)論

　　本文介紹了一個在單片數(shù)字化元件IC中整合DSP模塊的系統(tǒng)，并用具體的例子證明了這些數(shù)字化模塊可以提供相控陣、雷達(dá)、衛(wèi)星通信和電子戰(zhàn)應(yīng)用所需的多通道幅度和相位均衡。一種采用pFIR數(shù)字濾波器和DUC/DDC NCO相位偏移的方法表明，無需將這些DSP模塊整合到FPGA中，也可實現(xiàn)多通道寬帶均衡。用來進(jìn)行這種驗證的系統(tǒng)見圖12，稱為Quad-MxFE Platform4 ，可從ADI公司購買。明確來講，AD9081 MxFE IC已經(jīng)成為子陣列設(shè)計的主干。Example HDL、MATLAB腳本和用戶證明文件可在ADQUADMXFE1EBZ產(chǎn)品維基頁面（ADI公司2020）上查看。16發(fā)射/16接收校準(zhǔn)板（ADQUADMXFE-CAL）也已開售。儀器儀表和5G市場也許會對這些技術(shù)在子陣列測試和測量或基站開發(fā)方面的運(yùn)用感興趣。

　　圖12.Quad-MxFE平臺可從ADI公司購買

　　參考資料

　　1 Michael Jones、Michael Hennerich和Peter Delos。“使用集成寬帶DAC和ADC的多芯片同步特性確定上電相位?！盇DI公司，2021年1月。

　　2 混合信號和DSP設(shè)計技巧，數(shù)字濾波器。ADI公司

　　3 Xilinx Power Estimator工具。Xilinx.

　　4 Peter Delos、Charles Frick和Michael Jones?！岸嗤ǖ繰F到數(shù)據(jù)開發(fā)平臺助力相控陣原型開發(fā)?！盇DI公司，2020年7月。

　　Quad-MxFE Prototyping Platform用戶指南。ADI公司

　　作者簡介

　　Mike Jones是ADI公司航空航天和防務(wù)部的首席電氣設(shè)計工程師，在美國北卡羅來納州格林斯博羅工作。他于2016年加入ADI公司。從2007年到2016年，他在北卡羅來納州威爾明頓的通用電氣公司工作，擔(dān)任微波光子學(xué)設(shè)計工程師，致力于研發(fā)核工業(yè)微波和光學(xué)解決方案。他于2004年獲得北卡羅來納州立大學(xué)電氣工程學(xué)士學(xué)位和計算機(jī)工程學(xué)士學(xué)位，2006年獲得北卡羅來納州立大學(xué)電氣工程碩士學(xué)位。

　　Travis Collins擁有伍斯特理工學(xué)院電氣和計算機(jī)工程博士學(xué)位和碩士學(xué)位。他的研究側(cè)重于小型蜂窩參考建模、相控陣測向和軟件定義無線電的高性能計算。他目前就職于ADI公司的系統(tǒng)開發(fā)部，主要負(fù)責(zé)通信、雷達(dá)和通用信號處理應(yīng)用。

　　Charles （Chas） Frick是ADI公司航空航天和防務(wù)部的系統(tǒng)應(yīng)用工程師，在美國北卡羅萊納州格林斯博羅工作。加入ADI公司之前，Chas于2016年獲得伍斯特理工學(xué)院機(jī)器人和電氣工程兩個學(xué)士學(xué)位。自2016年加入ADI公司以來，他一直從事PCB設(shè)計、嵌入式C語言代碼、MATLAB GUI、Python?測試自動化和版本控制系統(tǒng)工作。在工作之余，Chas喜歡前往攀巖館、溜冰場或參加FIRST機(jī)器人活動。