0 引言

    近些年來，隨著無線通信系統(tǒng)技術(shù)的發(fā)展，越來越多的便攜式電子產(chǎn)品向著低功耗、高集成度的方向發(fā)展。GPS服務(wù)因其能夠?qū)崟r(shí)追蹤和導(dǎo)航的優(yōu)點(diǎn)，現(xiàn)已成為無線通信設(shè)備不可或缺的功能^[1-3]。而低噪聲放大器（LNA）作為GPS接收機(jī)前端的第一級(jí)有源器件，其性能顯著影響著整個(gè)接收機(jī)的性能。因此對(duì)LNA噪聲、功耗、線性度等性能指標(biāo)提出了越來越嚴(yán)苛的要求。

    GPS接收機(jī)接收到的信號(hào)非常微弱，盡管1 dB壓縮點(diǎn)能夠較為輕易地滿足，但同樣也要避免某些特定環(huán)境下由于干擾信號(hào)引入造成的非線性失真。例如軍用或某些特定商業(yè)用途中，當(dāng)人為干擾信號(hào)存在時(shí)，對(duì)GPS接收機(jī)的線性度要求會(huì)大大提高。本文在跨導(dǎo)導(dǎo)數(shù)疊加技術(shù)^[4]的基礎(chǔ)上，采用體偏壓控制的跨導(dǎo)導(dǎo)數(shù)疊加技術(shù)^[5]，數(shù)倍提高了補(bǔ)償三次非線性系數(shù)輔助管的調(diào)節(jié)精度。通過在輸入端主放大管的柵源兩端并聯(lián)電容的方法^[6]，降低二次諧波對(duì)三階交調(diào)失真的影響，進(jìn)一步改善了線性度。同時(shí)，采用折疊式共源共柵的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)^[7]，降低了電路的工作電壓。

1 消除三次非線性

    MOS管的三階非線性是LNA三階交調(diào)失真的主要來源。工作在飽和區(qū)的共源級(jí)MOS管，其漏極電流i_d關(guān)于柵源電壓v_gs的泰勒級(jí)數(shù)展開式為：

    而跨導(dǎo)的非線性導(dǎo)致了共源級(jí)放大器的非線性。由共源級(jí)LNA的輸入三階交調(diào)點(diǎn)(IIP3)表達(dá)式^[8]：

可知，為了提高IIP3，應(yīng)盡量減小三次非線性系數(shù)g_m3的值，即減小跨導(dǎo)g_m的二階偏導(dǎo)g_m″的值。為此，有學(xué)者提出跨導(dǎo)導(dǎo)數(shù)疊加技術(shù)，其結(jié)構(gòu)如圖1所示，由主放大管Ma和輔助放大管Mb并聯(lián)組成。主放大管的柵極電壓V_bias1和輔助放大管的柵極電壓V_bias1-Vshift分別確保主放大管Ma和輔助放大管Mb工作在強(qiáng)反型區(qū)和弱反型區(qū)。通過調(diào)整M1和M2的寬長比和偏置條件，使得主放大管Ma與輔助放大管Mb兩者跨導(dǎo)的二階偏導(dǎo)g_m″正負(fù)峰值對(duì)齊，如圖2所示。從而令兩者三次非線性系數(shù)之和接近于零，進(jìn)而改善共源級(jí)LNA的線性度。

    在此基礎(chǔ)上，本文采用體偏壓控制的跨導(dǎo)導(dǎo)數(shù)疊加技術(shù)如圖3所示，主放大管M1和輔助放大管M2使用相同的柵壓V_bias，根據(jù)閾值電壓V_th的計(jì)算公式：

其中，V_th0是V_BS為0時(shí)的閾值電壓，γ為體效應(yīng)系數(shù)，φ_S為表面勢(shì)參數(shù)，V_BS為襯源電勢(shì)差，L₁與L₂組成滑動(dòng)變阻器。通過調(diào)節(jié)V_BS的大小令輔助管M2工作在弱反型區(qū)。當(dāng)輔助放大管M2分別由柵壓V_bias1-V_shift和體偏壓V_bs控制時(shí)，掃描各自的偏置電壓V_bias1和V_bias。V_shift取值范圍在0.08 V~0.23 V時(shí)，與V_bs取值范圍在-0.30 V~-1.08 V時(shí)，兩者都會(huì)得到由M2a到M2b一簇近似相同的曲線，如圖4所示。即兩種技術(shù)能夠產(chǎn)生相同的補(bǔ)償三次非線性系數(shù)的效果。盡管兩種不同技術(shù)使得輔助管M2表現(xiàn)出相似的g_m″曲線，但采用體偏壓控制的跨導(dǎo)導(dǎo)數(shù)疊加技術(shù)的控制電壓V_bs的范圍，是傳統(tǒng)跨導(dǎo)導(dǎo)數(shù)疊加技術(shù)控制電壓V_shift的5.2倍，因此能夠在工藝、電壓、溫度變化的影響下，更為精準(zhǔn)地調(diào)節(jié)g_m″的曲線。

2 削弱二次非線性的影響

    當(dāng)在共源級(jí)LNA輸入端輸入頻率相近的雙音信號(hào)時(shí)，在輸出節(jié)點(diǎn)產(chǎn)生的二次諧波，通過寄生的柵源電容和柵漏電容反饋路徑，與輸入信號(hào)再次由于跨導(dǎo)的二次非線性產(chǎn)生三次非線性項(xiàng)，進(jìn)而惡化線性度。本文采用折疊式共源共柵的結(jié)構(gòu)，大大削弱了通過柵漏電容反饋路徑的影響，同時(shí)通過在主放大管柵源兩端并聯(lián)電容的方法，削弱了由于跨導(dǎo)二次非線性對(duì)LNA線性度的影響。

    當(dāng)考慮到二次非線性對(duì)線性度的影響時(shí)，共源級(jí)LNA的IIP3可以表示為^[6]：

其中，g_m是MOS管的跨導(dǎo)，ω為工作頻率，L_s為源極簡并電感，C_gs0為MOS管的柵源電容，C_add為MOS管柵源兩端并聯(lián)的電容，L_g為柵極電感。通過導(dǎo)數(shù)疊加技術(shù)，g_m″的影響可以近似忽略。在MOS管柵源兩端并聯(lián)電容C_add，式(5)中IIP3的分母g_m′項(xiàng)中由于C_add的引入，降低了二次非線性對(duì)三階交調(diào)失真的影響，從而進(jìn)一步改善線性度。

3 電路設(shè)計(jì)

    本文提出的應(yīng)用于低電壓GPS接收機(jī)的高線性度低噪聲放大器結(jié)構(gòu)如圖5所示。主放大管M1與共柵管PM1組成折疊式共源共柵結(jié)構(gòu)，降低了工作電壓。輸入端的主放大管M1管與L_s構(gòu)成源簡并電感結(jié)構(gòu)，能夠在窄帶實(shí)現(xiàn)良好的輸入匹配，同時(shí)獲得較低的噪聲系數(shù)。主放大管M1管與輔助放大管M2管利用體偏壓控制的跨導(dǎo)導(dǎo)數(shù)疊加技術(shù)，能夠極大地削弱三次非線性項(xiàng)gm2的影響，進(jìn)而大幅改善低噪聲放大器的線性度。C_add用于削弱二次非線性對(duì)LNA線性度的影響。M3、R₁、R₂與PM2、R₄分別為M1、M2與PM1提供偏置電壓，L₂與C₂實(shí)現(xiàn)輸出匹配。

4 仿真結(jié)果與分析

    基于TSMC 0.18 μm RFCOMS工藝，利用Cadence Spectre RF進(jìn)行調(diào)試并仿真。在0.9 V工作電壓下，最終測(cè)試的S參數(shù)如圖6所示。S11與S22分別為-32.43 dB和-24.58 dB，LNA能夠與前后級(jí)實(shí)現(xiàn)良好的匹配。S21為13.16 dB，能為GPS接收機(jī)在第一級(jí)提供足夠的增益。測(cè)試的噪聲系數(shù)如圖7所示，LNA在工作頻率1.575 GHz時(shí)的噪聲系數(shù)為1.53 dB。最終測(cè)試的IIP3如圖8所示，LNA的IIP3為6.63 dBm，在低電壓下表現(xiàn)出較好的線性度。且LNA的功耗為8.78 mW，符合低功耗的設(shè)計(jì)要求。將本文設(shè)計(jì)的LNA與已發(fā)表的相關(guān)論文作對(duì)比，如表1所示。結(jié)果表明，本文設(shè)計(jì)的LNA在低電壓條件下，噪聲性能及線性度具有一定優(yōu)勢(shì)。

5 結(jié)論

    本文采用體偏壓控制的跨導(dǎo)導(dǎo)數(shù)疊加技術(shù)在有效提高低噪聲放大器線性度的基礎(chǔ)上，數(shù)倍提高了g_m″的調(diào)節(jié)精度。通過增加補(bǔ)償電容的方法，降低二次諧波對(duì)三階交調(diào)失真的影響，進(jìn)一步改善了線性度。同時(shí)采用折疊式共源共柵的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，有效降低了工作電壓。仿真結(jié)果表明，在0.9 V供電電壓下，工作頻率為1.575 GHz時(shí)，功耗為8.78 mW，IIP3為6.63 dBm，噪聲系數(shù)為1.53 dB，同時(shí)該電路能夠提供13.16 dB的增益，并能實(shí)現(xiàn)良好的輸入輸出匹配。

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作者信息:

陳  利，劉艷艷

（天津市光電子薄膜器件與技術(shù)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，天津300350）